调试音频模拟板时我需要一组干净的 -5V 供电给运放和偏置电路。手头没有专用负压电源芯片用反激又有点杀鸡用牛刀于是把库存里的 MP2225 同步降压芯片“倒过来”接成了 BUCK-BOOST 负压电路。这个方案最后虽然跑通了但中间也烧了电感、炸了驱动、被示波器读数骗过。如果你也想用 MP2225 或者其他同步 buck 芯片搭负压电路我建议先把这篇文章看完再动手。本文会从拓扑原理、器件选型、完整接线讲到实际调试中踩到的各种坑尽量把话说透。1. 负压不高但路数多为什么我要用 MP2225 去“倒着”搭 BUCK-BOOST1.1 负压输出的三种常规方案横向对比一提到负压很多人的第一反应是 ICL7660 这类电荷泵。电荷泵确实便宜但是输出电流能力一般只有几十毫安而且输出内阻大负载稍重电压就往下掉。我这次的负载需要 1A 级别的电流电荷泵直接出局。第二种方案是反激变换器。反激确实能轻松给出隔离或者非隔离的负压但它的变压器绕组设计、漏感处理和环路补偿都比较麻烦为了 1A 的负压专门开一版反激电源成本上和设计周期上都不划算。第三种方案就是本文要讲的用一个同步 buck 芯片把原本的“降压应用”倒过来接成 inverting buck-boost 拓扑。这种接法在 MPS、TI 的很多芯片数据手册里都有提及属于官方认可的标准接法只是国内论坛上详细写怎么用 MP2225 搭的人不多。它最大的好处是能直接借用现成的、成熟的 buck 芯片资源输出电流能做到几安培效率能做到 80% 以上而且整个 BOM 只有电感、电容、电阻不需要变压器。1.2 Inverting Buck-Boost 和四开关 Buck-Boost 到底差在哪这里必须先说清楚一个容易混淆的概念。标题里的“BUCK-BOOST 负压电路”指的是inverting buck-boost也就是负压输出型降压-升压拓扑。最近网上一搜 buck-boost跳出来一堆“四开关 buck-boost”这两种东西完全不是一回事。四开关 buck-boost 是由四个 MOSFET 组成的单级变换器输入输出同极性通常用于锂电池供电、输入电压会在输出上下波动的场合比如车载 USB-PD、LED 驱动。而 inverting buck-boost 是基于一个 buck 芯片通过改变电感、二极管或同步整流管和电容的连接位置让输出对地变成负压。从电路结构上看四开关 buck-boost 输入输出电压共地控制逻辑相对常规而 inverting buck-boost 是把芯片的 GND 直接当作负压输出端整个系统的参考地发生了“翻转”。这一点是后面所有设计坑的根源也是本文最想展开的部分。1.3 为什么选 MP2225 这类同步 buck 芯片MP2225 是一颗集成同步整流管的 buck 芯片内置上下管不需要外部续流二极管封装小、外围器件少。用它搭负压时不再需要额外找一颗大电流肖特基二极管做续流这比用非同步 buck 芯片方便很多。另外同步整流管本身有体二极管在芯片工作前或者保护状态下体二极管能承担部分电流路径不会出现非同步方案那种“启动瞬间电感电流无处走”的问题。更重要的是MP2225 的频率、软启动、EN 阈值、电流保护逻辑都相对常规网上资料多遇到问题好排查。如果你手里的芯片是其他品牌比如 TPS5430、RT8059、LM2596 这类只要满足同步整流、输入耐压足够、开关频率可接受也能用同样的方法套用我在最后一部分会专门讲迁移清单。2. 负压电路的设计前提先把参考系、占空比、SW 摆幅算清楚2.1 芯片“地”变成输出轨之后参考系发生了什么变化先看常规 buck 电路。芯片 GND 接系统地SW 引脚下接电感输出就是正压。现在要把它改成负压输出电路连接上有一个非常关键的变化原来接普通 GND 的电感现在一端接芯片 SW另一端接系统地原来芯片的 GND 引脚不再接地而是接到负载的负电源轨也就是 -Vout。这样一来芯片的每一个引脚电压参考对象都变了。芯片内部是把自己的 GND 引脚当作 0V 基准的那在系统层面看芯片认为的“0V”其实是 -5V。所以你设计的输入电压、反馈电压、EN 电平、PG 电平全部要在这个新的参考系里重新算一遍。这就好比一个教室里老师站在讲台上说“向前看”学生站起来的方向和老师自己往前走的方向是反的。你把整个芯片的“前”定义放到了负压轨上一切逻辑都要翻过来看。2.2 占空比 D |Vout| / (Vin |Vout|)用一个实例走查负压拓扑的占空比公式和普通 buck 完全不同。普通 buck 的占空比是 Vout / Vin而 inverting buck-boost 的占空比是D |Vout| / (Vin |Vout|)这个公式推导可以从伏秒平衡出发。电感在开关管导通时两端电压是 Vin在续流管导通时两端电压是 -|Vout|稳态时伏秒积相等即Vin × D × T |Vout| × (1-D) × T解出来就是 D |Vout| / (Vin |Vout|)。我来算一个实际例子。输入 12V输出 -5VD 5 / (12 5) 0.294也就是说开关管导通时间只占 29.4%剩下的 70.6% 时间都在让电感向输出释放能量。这个占空比很关键因为它决定了两个事一是控制芯片能不能输出这么小的占空比要看芯片的最小导通时间二是电感电流的直流分量会比负载电流大多少。后面选电感的时候会用到这个数。2.3 SW 节点峰值电压和电感电流直流叠加知道了才能选型负压拓扑下SW 节点在开关管导通时接到 Vin 相对芯片 GND即 -Vout的差值所以 SW 相对芯片 GND 的电压摆幅是 Vin |Vout|。如果以系统地为参考SW 会在接近 -5V 和接近 7V 之间来回跳峰值差就是 12 5 17V。这个 17V 看起来很吓人但 MP2225 这类芯片的 SW 引脚耐压通常能做到比 Vin 高并且能承受负压所以只要在规格书给的绝对最大额定值以内SW 电压是没问题的。真正的麻烦在于电感的电流应力。负压拓扑里输出电流只占电感电流的 (1-D) 比例所以电感平均电流是IL_avg Iout / (1-D)继续用上面例子输出 1A 时IL_avg 1 / (1 - 0.294) 1.42A注意这还只是平均电流电感峰值电流还要叠加纹波实际可能是 1.6A 到 1.8A。如果你按“输出 1A 选 1A 饱和电流的电感”那通电瞬间就可能饱和后面我会展开讲。3. 以 MP2225 的最小系统为例把原理图改造成负压接法3.1 普通 buck 接法到 inverting 接法的引脚迁移这里我直接给一份改造对应表这样你拿着 MP2225 数据手册里的典型 buck 应用图可以直接对照着改。功能引脚普通正压 buck 接法inverting buck-boost 接法VIN接输入正电压 Vin接输入正电压 Vin同时经输入电容到系统地GND接系统地接负载负电源轨即 -VoutSW接电感电感另一端输出接电感电感另一端接系统地BOOT按数据手册SW 与 BOOT 之间接电容BOOT 与 SW 间依然接 BOOT 电容但要注意 SW 摆幅已抬高FB从输出正压分压到 FB从EN直接接 VIN 或用电阻分压需要重新设计不能直接接 VINPG/PGND以 GND 为参考以 -Vout 为参考外部逻辑要平移这里最核心的一套操作就是让电感的一端接 SW另一端接系统地让输出电容和负载跨接在芯片 GND-Vout和系统地之间把反馈分压电阻按“以 -Vout 为参考”的方式从输出拉到 FB。这样芯片稳定工作后负载得到的就是稳定的负压。3.2 电感、输入/输出电容的参数计算和选型我以实际参数来走一遍选型。目标是 12V 输入转 -5V、1A 输出开关频率设在 500kHzMP2225 的频率脚按规格书设定外部电阻即可。先算电感。纹波电流系数我建议取 40%也就是纹波峰峰值是电感平均电流的 40%。上一步已经算出 IL_avg 1.42A那么纹波电流 ΔIL 1.42 × 0.4 ≈ 0.57A。电感值的计算公式为L Vin × D / (fsw × ΔIL)代入数值L 12 × 0.294 / (500000 × 0.57) ≈ 12.4μH取标准值15μH反向验证一下实际纹波ΔIL Vin × D / (fsw × L) 12 × 0.294 / (500000 × 15μ) ≈ 0.47A电感峰值电流IL_peak 1.42 0.47/2 ≈ 1.65A这时候选电感千万别按 1.65A 就选饱和电流 2A 的电感我给自己的要求是电感饱和电流至少留出 1.3 倍以上余量最好到 2.5A 以上。因为负压拓扑里电感电流直流分量大一旦负载瞬态或者启动过冲电流很容易超过估算值。我第一版选的 3A 饱和电流电感实测满载温升比较温和后来为了省钱换成 2.2A 饱和电流电感结果热得像个小火炉这是后话。输入电容方面负压拓扑的输入电流同样是脉冲状建议用一颗 10μF 陶瓷电容紧靠 VIN 引脚再并联一颗 0.1μF 高频电容。输出电容的容量要重点加大我用了 4 颗 22μF 的 X7R 陶瓷电容并联总容量 88μF。因为负压拓扑在开关管导通期间输出端完全靠输出电容提供能量电容太小的话负载瞬态跌落会非常夸张。3.3 反馈分压网络从负压侧取电怎么快速算电阻MP2225 的反馈基准电压可能是 0.6V 或 1.2V不同批次和封装版本有差异这里一定要以你手头数据手册为准。假设基准电压 Vref 0.6V那么反馈分压电阻的设计思路是把 -5V 通过两个电阻分压后在 FB 引脚得到 -0.6V因为 FB 的参考地是芯片 GND也就是 -5V。用数学一点的话说假设上电阻 Rtop 连接在系统地与 FB 节点之间下电阻 Rbottom 连接在 FB 节点与 -Vout 之间那么FB -Vout × Rtop / (Rtop Rbottom) -0.6V所以选 Rtop10kΩRbottom1.36kΩ就能满足要求。实际我用了 10kΩ 1.37kΩE96 系列标准值输出实测 -5.03V完全够用。这里有个极其容易踩的坑有人会把反馈电阻完全照抄正压 buck 的接法把分压网络的地端接到系统地而不是 -Vout然后 FB 脚接到电阻中间结果输出电压要么失控要么芯片一直在打嗝。记住一句话在负压接法里FB 引脚是以芯片 GND 为参考的芯片 GND 就是 -Vout所以分压网络的“地”必须接 -Vout。3.4 EN、SS、频率电阻这些逻辑引脚的参考地陷阱MP2225 的 EN 引脚阈值、软启动电流、频率设定电阻这些功能都是以芯片 GND 为参考的。普通正压 buck 里把 EN 直接接 VIN 就能实现上电自启动但在负压接法里EN 相对芯片 GND 的实际电压是 Vin - (-Vout) Vin |Vout|也就是 17V。如果 MP2225 的 EN 绝对最大额定值只有 6V 或者 12V 等级直接接 VIN 大概率会打坏 EN 引脚或者因为内部钳位电路异常动作导致芯片工作状态不可控。正确做法是用电阻分压把 EN 端的电压控制在数据手册建议的范围内。比如我在 12V → -5V 的板子上用 100k 和 22k 分压EN 相对芯片 GND 的电压大约是17 × 22 / (100 22) ≈ 3.06V这个电压既高于 EN 开启阈值 2V 以上又低于 6V留足了裕量。频率设定电阻同样要接在 RT 引脚和芯片 GND 之间而不是系统地。4. 焊板实测启动过程、负载瞬态与满载表现4.1 上电时的启动波形和“打嗝”排查我第一版板子焊好后上电瞬间负载没接示波器看到 -5V 建立得还算干净但一接上 1A 电子负载输出立刻出现周期性“打嗝”像是芯片在反复重启。用示波器同时抓 SW 波形和 VIN 电流发现每周期都在振荡后重启典型的过流保护行为。排查后定位到两个问题第一是电感饱和电流偏小第二是软启动电容太小启动瞬间输出电容充电电流过大触发了芯片的过流保护。处理办法是把软启动电容加大到数据手册推荐的较大值我换成了 100nF 级别并把电感换成饱和电流更高的型号。调整后启动过程稳定输出从 0V 建立到 -5V 的爬升时间大约 3ms没有明显过冲。4.2 负载瞬态与输出容值/环路的关系用电子负载做 0.5A 到 1A 的阶跃测试输出跌落大约 130mV恢复时间在 40μs 左右。如果你是给模拟电路供电这个瞬态表现可能还要进一步优化。影响负压拓扑瞬态响应的主要因素是输出电容和环路带宽。负压拓扑在开关管导通期间输出电容需要独立支撑负载电流所以输出电容 ESR 和容量直接影响瞬态跌落的高度。我把输出电容从 44μF 增加到 88μF 后瞬态跌落从 130mV 降到了 80mV 左右效果非常明显。如果有条件可以适当减小反馈电阻阻值比如把 10k/1.37k 换成 5k/0.68k这样反馈网络的寄生极点会往高频推不少环路带宽能进一步放宽。不过对大多数负压应用来说80mV 的跌落已经完全可以接受了。4.3 满载热表现和电感的感性啸叫观察满载 1A 连续跑了半小时MP2225 芯片表面温度约 78℃电感表面温度约 65℃。这个温升在可接受范围内但如果环境温度本来就高或者机箱散热差建议把开关频率从 500kHz 降到 300kHz开关损耗会低不少代价是电感体积会变大。另外如果负压输出端接的负载有恒流充电特性比如 TEC 制冷片驱动要注意电感可能发出啸叫。啸叫通常意味着环路在音频范围内振荡优先检查输出电容是不是用了太少的陶瓷电容、反馈分压电阻是不是太大以及 EN 使能时序是否反复跳变。我在测一款光电探测模块时遇到过啸叫原因是负载电流非常小芯片进入了轻载节流模式把当前模式的配置脚改成强制连续模式后啸叫就消失了。5. 避坑指南把最容易翻车的八个点一次性说清5.1 坑一EN 直接接 VIN上电即损坏这个坑我在前面已经提到了但值得单独拿出来再强调一次。负压拓扑下VIN 相对芯片 GND 的电压是 Vin |Vout|不是 Vin。EN 的绝对最大额定值一般不会为这个电压设计直接接 VIN 很容易把内部 ESD 结构或者使能比较器打坏。解决方式就是电阻分压把 EN 电压钳到安全区间。注意分压电阻的电流不能太大功耗会浪费也不能太小抗干扰能力变差100k/22k 这个量级比较合适。5.2 坑二反馈分压电阻对错参考点输出电压直接翻倍如果你把反馈下电阻的一端接到了系统地那 FB 脚看到的实际电压大约是 -5V × 10 / (101.37) ≈ -4.4V而 FB 内部参考只有 0.6V芯片会认为输出电压严重不足把占空比推到极限最终输出电压会失控。我身边有同事这样接输出做出来是 -9.8V 而不是 -5V排查了半天才发现是反馈地接错了。5.3 坑三电感饱和电流按输出电流选上电就热这个必须再重复一遍负压拓扑的电感平均电流约等于 Iout/(1-D)在 12V 转 -5V 时是输出电流的 1.4 倍在输入电压更低的场合会更夸张。比如 5V 转 -12V、负载 0.5A 的场景里D12/17≈0.706电感平均电流是 0.5/(1-0.706)≈1.7A也就是输出 0.5A 但电感要走 1.7A 的电流。电感饱和电流如果留不够最直观的后果是电感值急剧下降、电流波形畸变随后芯片过流保护、开关管应力增大严重时电感直接烧出糊味芯片也跟着挂。我自己的检验方法是上电后摸电感温度如果 5 分钟内烫到不能碰先查电感饱和90% 是这个问题。5.4 坑四陶瓷电容偏压特性造成的输出电压残留负压输出端用了大量陶瓷电容时要考虑直流偏压对容量的影响。小尺寸封装比如 0402、0603的 X7R 陶瓷电容在额定电压一半时实际容量可能只有标称的 50% 到 60%。如果输出电容你按 88μF 设计实际有效容量可能只有 50μF 左右影响瞬态表现。更隐蔽的问题是断电后输出电压反弹。因为输入掉电后芯片控制逻辑停止工作输出电容上存储的电荷会通过反馈分压电阻和芯片内部电路缓慢泄放同时如果负载端还有别的电源在反灌电流原本的负压轨可能被拖到正电位。这个问题在接运算放大器时会很危险因为运放通常正电源供电如果负压轨先消失运放内部 ESD 二极管可能正向导通。解决办法是在 -Vout 和系统地之间加一颗低压降肖特基二极管做钳位。5.5 坑五PG 引脚的电平错位MP2225 这类芯片的 PG 脚通常是开漏输出用于指示电源正常。在普通正压 buck 里PG 上拉到 MCU 的 IO 电源电压即可。但在负压接法里PG 信号的参考端是 -Vout如果还是上拉到 3.3V 系统电源PG 的“高电平”相对系统地是多少呢假设 |Vout|5VPG 开漏关断时输出高电平相对芯片 GND 是 3.3V那相对系统地就是 -5V 3.3V -1.7VMCU 收到的是一个负电压轻则读不到高电平重则拉坏 GPIO。正确做法是给 PG 做一个电平移位或者用专门的光耦隔离不要想当然地直接上拉。5.6 坑六启动浪涌电流过大导致输入电压跌落负压拓扑在启动时输出电容充电电流和电感励磁电流叠加输入侧浪涌可能比普通 buck 更剧烈。如果你的输入端是稳压器或者电池浪涌会造成输入电压跌落引起芯片欠压保护出现反复启动。我在用 12V 适配器供电时遇到过这种情况适配器在过流边缘反复触发保护表现为电源指示灯闪烁。解决办法有两条路一是把软启动时间拉长让输出电容充电过程变慢二是在输入端增加一个负温度系数热敏电阻作浪涌限制或者用输入 LC 滤波。5.7 坑七PCB 布局把“新地”当作安静地这是个物理层面的坑。负压拓扑里芯片 GND 引脚是输出负极接的是负载的 -5V 轨而系统地才是真正的功率回流路径。布局时千万别把芯片 GND 那块铺铜当成模拟安静地直接铺个大铜皮那样会把开关噪声直接耦合到 -5V 上。我当时的处理方法是芯片 GND 引脚和输出电容负极走一条独立的、短的粗铜皮然后输出电容负极再接负载输入回路从 VIN 电容到芯片 GND 的环路面积尽量小。这样测出来 -5V 上的纹波大约 20mV 峰峰值如果乱铺铜的话能到 80mV。5.8 坑八示波器探头接法引起的“假波形”2025 年了还是要提醒一句用普通 10× 探头直接夹在 SW 节点或者 -Vout 节点测量时要注意探头的参考地夹是系统地而你能直接测量的是相对系统地。SW 节点相对系统的电压是负压矩形波低电平约 -5V、高电平约 7V普通探头能测但地线夹如果夹得远测出来的振铃和毛刺会非常夸张。更隐蔽的是使用差分探头时如果接反了会得到完全相反的波形。我建议测量 -Vout 时直接把探头夹在 -5V 轨和系统地之间看直流平波测 SW 波形用真正的差分发或者在示波器通道上做数学减法不要用两条地线夹悬空的土办法。6. 换一把芯片怎么把这套方法搬走迁移确认清单6.1 芯片能否做负压的四个硬指标不是所有 buck 芯片都能用来搭负压电路。你手里的芯片能不能干这个活我总结下来就看四点第一必须是同步整流。非同步 buck 的续流二极管负极是接 VIN 的在负压拓扑里二极管连接关系会很不合适。同步整流的芯片内部集成下管天然适合作为负压拓扑的续流开关。第二输入耐压要足够。负压拓扑下芯片的 VIN 相对 GND 承受的是 Vin |Vout|不是 Vin。比如你输入 12V、要出 -5V那 VIN-GND 之间是 17V芯片标称 20V 耐压才有余量。如果芯片标称耐压 18V别用太极限了。第三最小导通时间要够小。负压拓扑在输入高、输出小时占空比很低。比如 24V 转 -5VD5/29≈17%开关频率如果设 1MHz导通时间就是 170ns芯片最小导通时间是 100ns 的话勉强能用但裕量不大。第四FB 脚能承受负压。有些芯片的 FB 脚内部结构不允许低于 GND 的电压。实际上负压接法里 FB 引脚相对 GND 是 -0.6V 到 -1.2V大多数芯片内部有这个耐受能力但你必须确认规格书里的绝对最大额定值写着 FB 可以对应负压否则别用。6.2 不同功率等级下的选型和注意事项输出功率推荐芯片类型电感用量注意事项100mA电荷泵不需要简单但输出内阻大不适合模拟低噪声场景100mA - 1AMP2225、TPS5430 等 Buck15-22μH注意软启动、EN 分压电流给足电感饱和1A - 3A大电流 Buck 芯片22-47μH重点考虑输入浪涌和散热SW 环路走线要短3A 以上负压专用或四管反极性控制器33μH 以上建议直接用专用负压芯片/控制器不要硬靠 buck目前市面上也有专门的负压输出 buck-boost 控制器比如 TI 的 TPS637x、ADI/LT 的负压 LDO 等但成本普遍比通用 buck 芯片高。如果你的设计是消费类产品、成本敏感用通用 buck 芯片搭负压是非常主流的手段。7. 写在最后这套接法救急可以但一定要尊重三个原则我做这个项目最深刻的三点体会第一条就是参考地一定要画清楚。自己画图时建议直接把芯片 GND 网络改名为 VN 或者 -5V0不要叫 GND否则后期别人接手很容易接错。原理图上把一个GND网络铺得到处都是等到打样回来调试才发现真正吃苦的是自己。第二条电感饱和电流和输出电容余量是底线。负压拓扑的电感电流直流分量大、输出电容在开关导通期间要独立支撑负载这两个器件的余量直接决定板子能不能长时间稳定运行。我宁可把电感选大一号也不愿意在满载发热和啸叫上反复折腾。第三条调试时先空载、后轻载、再满载留意示波器上的波形是不是假象。负压电路因为共地关系测量本身容易出问题。看到奇怪的波形时先怀疑测量方式再怀疑电路本身。最后可以在 -Vout 和系统地之间并一颗 10μF 的薄膜电容或电解电容有时纹波会立刻变得干净很多这也算是我折腾了几天后攒下来的一点点经验吧。
调试音频模拟板时我需要一组干净的 -5V 供电给运放和偏置电路。手头没有专用负压电源芯片用反激又有点杀鸡用牛刀于是把库存里的 MP2225 同步降压芯片“倒过来”接成了 BUCK-BOOST 负压电路。这个方案最后虽然跑通了但中间也烧了电感、炸了驱动、被示波器读数骗过。如果你也想用 MP2225 或者其他同步 buck 芯片搭负压电路我建议先把这篇文章看完再动手。本文会从拓扑原理、器件选型、完整接线讲到实际调试中踩到的各种坑尽量把话说透。1. 负压不高但路数多为什么我要用 MP2225 去“倒着”搭 BUCK-BOOST1.1 负压输出的三种常规方案横向对比一提到负压很多人的第一反应是 ICL7660 这类电荷泵。电荷泵确实便宜但是输出电流能力一般只有几十毫安而且输出内阻大负载稍重电压就往下掉。我这次的负载需要 1A 级别的电流电荷泵直接出局。第二种方案是反激变换器。反激确实能轻松给出隔离或者非隔离的负压但它的变压器绕组设计、漏感处理和环路补偿都比较麻烦为了 1A 的负压专门开一版反激电源成本上和设计周期上都不划算。第三种方案就是本文要讲的用一个同步 buck 芯片把原本的“降压应用”倒过来接成 inverting buck-boost 拓扑。这种接法在 MPS、TI 的很多芯片数据手册里都有提及属于官方认可的标准接法只是国内论坛上详细写怎么用 MP2225 搭的人不多。它最大的好处是能直接借用现成的、成熟的 buck 芯片资源输出电流能做到几安培效率能做到 80% 以上而且整个 BOM 只有电感、电容、电阻不需要变压器。1.2 Inverting Buck-Boost 和四开关 Buck-Boost 到底差在哪这里必须先说清楚一个容易混淆的概念。标题里的“BUCK-BOOST 负压电路”指的是inverting buck-boost也就是负压输出型降压-升压拓扑。最近网上一搜 buck-boost跳出来一堆“四开关 buck-boost”这两种东西完全不是一回事。四开关 buck-boost 是由四个 MOSFET 组成的单级变换器输入输出同极性通常用于锂电池供电、输入电压会在输出上下波动的场合比如车载 USB-PD、LED 驱动。而 inverting buck-boost 是基于一个 buck 芯片通过改变电感、二极管或同步整流管和电容的连接位置让输出对地变成负压。从电路结构上看四开关 buck-boost 输入输出电压共地控制逻辑相对常规而 inverting buck-boost 是把芯片的 GND 直接当作负压输出端整个系统的参考地发生了“翻转”。这一点是后面所有设计坑的根源也是本文最想展开的部分。1.3 为什么选 MP2225 这类同步 buck 芯片MP2225 是一颗集成同步整流管的 buck 芯片内置上下管不需要外部续流二极管封装小、外围器件少。用它搭负压时不再需要额外找一颗大电流肖特基二极管做续流这比用非同步 buck 芯片方便很多。另外同步整流管本身有体二极管在芯片工作前或者保护状态下体二极管能承担部分电流路径不会出现非同步方案那种“启动瞬间电感电流无处走”的问题。更重要的是MP2225 的频率、软启动、EN 阈值、电流保护逻辑都相对常规网上资料多遇到问题好排查。如果你手里的芯片是其他品牌比如 TPS5430、RT8059、LM2596 这类只要满足同步整流、输入耐压足够、开关频率可接受也能用同样的方法套用我在最后一部分会专门讲迁移清单。2. 负压电路的设计前提先把参考系、占空比、SW 摆幅算清楚2.1 芯片“地”变成输出轨之后参考系发生了什么变化先看常规 buck 电路。芯片 GND 接系统地SW 引脚下接电感输出就是正压。现在要把它改成负压输出电路连接上有一个非常关键的变化原来接普通 GND 的电感现在一端接芯片 SW另一端接系统地原来芯片的 GND 引脚不再接地而是接到负载的负电源轨也就是 -Vout。这样一来芯片的每一个引脚电压参考对象都变了。芯片内部是把自己的 GND 引脚当作 0V 基准的那在系统层面看芯片认为的“0V”其实是 -5V。所以你设计的输入电压、反馈电压、EN 电平、PG 电平全部要在这个新的参考系里重新算一遍。这就好比一个教室里老师站在讲台上说“向前看”学生站起来的方向和老师自己往前走的方向是反的。你把整个芯片的“前”定义放到了负压轨上一切逻辑都要翻过来看。2.2 占空比 D |Vout| / (Vin |Vout|)用一个实例走查负压拓扑的占空比公式和普通 buck 完全不同。普通 buck 的占空比是 Vout / Vin而 inverting buck-boost 的占空比是D |Vout| / (Vin |Vout|)这个公式推导可以从伏秒平衡出发。电感在开关管导通时两端电压是 Vin在续流管导通时两端电压是 -|Vout|稳态时伏秒积相等即Vin × D × T |Vout| × (1-D) × T解出来就是 D |Vout| / (Vin |Vout|)。我来算一个实际例子。输入 12V输出 -5VD 5 / (12 5) 0.294也就是说开关管导通时间只占 29.4%剩下的 70.6% 时间都在让电感向输出释放能量。这个占空比很关键因为它决定了两个事一是控制芯片能不能输出这么小的占空比要看芯片的最小导通时间二是电感电流的直流分量会比负载电流大多少。后面选电感的时候会用到这个数。2.3 SW 节点峰值电压和电感电流直流叠加知道了才能选型负压拓扑下SW 节点在开关管导通时接到 Vin 相对芯片 GND即 -Vout的差值所以 SW 相对芯片 GND 的电压摆幅是 Vin |Vout|。如果以系统地为参考SW 会在接近 -5V 和接近 7V 之间来回跳峰值差就是 12 5 17V。这个 17V 看起来很吓人但 MP2225 这类芯片的 SW 引脚耐压通常能做到比 Vin 高并且能承受负压所以只要在规格书给的绝对最大额定值以内SW 电压是没问题的。真正的麻烦在于电感的电流应力。负压拓扑里输出电流只占电感电流的 (1-D) 比例所以电感平均电流是IL_avg Iout / (1-D)继续用上面例子输出 1A 时IL_avg 1 / (1 - 0.294) 1.42A注意这还只是平均电流电感峰值电流还要叠加纹波实际可能是 1.6A 到 1.8A。如果你按“输出 1A 选 1A 饱和电流的电感”那通电瞬间就可能饱和后面我会展开讲。3. 以 MP2225 的最小系统为例把原理图改造成负压接法3.1 普通 buck 接法到 inverting 接法的引脚迁移这里我直接给一份改造对应表这样你拿着 MP2225 数据手册里的典型 buck 应用图可以直接对照着改。功能引脚普通正压 buck 接法inverting buck-boost 接法VIN接输入正电压 Vin接输入正电压 Vin同时经输入电容到系统地GND接系统地接负载负电源轨即 -VoutSW接电感电感另一端输出接电感电感另一端接系统地BOOT按数据手册SW 与 BOOT 之间接电容BOOT 与 SW 间依然接 BOOT 电容但要注意 SW 摆幅已抬高FB从输出正压分压到 FB从EN直接接 VIN 或用电阻分压需要重新设计不能直接接 VINPG/PGND以 GND 为参考以 -Vout 为参考外部逻辑要平移这里最核心的一套操作就是让电感的一端接 SW另一端接系统地让输出电容和负载跨接在芯片 GND-Vout和系统地之间把反馈分压电阻按“以 -Vout 为参考”的方式从输出拉到 FB。这样芯片稳定工作后负载得到的就是稳定的负压。3.2 电感、输入/输出电容的参数计算和选型我以实际参数来走一遍选型。目标是 12V 输入转 -5V、1A 输出开关频率设在 500kHzMP2225 的频率脚按规格书设定外部电阻即可。先算电感。纹波电流系数我建议取 40%也就是纹波峰峰值是电感平均电流的 40%。上一步已经算出 IL_avg 1.42A那么纹波电流 ΔIL 1.42 × 0.4 ≈ 0.57A。电感值的计算公式为L Vin × D / (fsw × ΔIL)代入数值L 12 × 0.294 / (500000 × 0.57) ≈ 12.4μH取标准值15μH反向验证一下实际纹波ΔIL Vin × D / (fsw × L) 12 × 0.294 / (500000 × 15μ) ≈ 0.47A电感峰值电流IL_peak 1.42 0.47/2 ≈ 1.65A这时候选电感千万别按 1.65A 就选饱和电流 2A 的电感我给自己的要求是电感饱和电流至少留出 1.3 倍以上余量最好到 2.5A 以上。因为负压拓扑里电感电流直流分量大一旦负载瞬态或者启动过冲电流很容易超过估算值。我第一版选的 3A 饱和电流电感实测满载温升比较温和后来为了省钱换成 2.2A 饱和电流电感结果热得像个小火炉这是后话。输入电容方面负压拓扑的输入电流同样是脉冲状建议用一颗 10μF 陶瓷电容紧靠 VIN 引脚再并联一颗 0.1μF 高频电容。输出电容的容量要重点加大我用了 4 颗 22μF 的 X7R 陶瓷电容并联总容量 88μF。因为负压拓扑在开关管导通期间输出端完全靠输出电容提供能量电容太小的话负载瞬态跌落会非常夸张。3.3 反馈分压网络从负压侧取电怎么快速算电阻MP2225 的反馈基准电压可能是 0.6V 或 1.2V不同批次和封装版本有差异这里一定要以你手头数据手册为准。假设基准电压 Vref 0.6V那么反馈分压电阻的设计思路是把 -5V 通过两个电阻分压后在 FB 引脚得到 -0.6V因为 FB 的参考地是芯片 GND也就是 -5V。用数学一点的话说假设上电阻 Rtop 连接在系统地与 FB 节点之间下电阻 Rbottom 连接在 FB 节点与 -Vout 之间那么FB -Vout × Rtop / (Rtop Rbottom) -0.6V所以选 Rtop10kΩRbottom1.36kΩ就能满足要求。实际我用了 10kΩ 1.37kΩE96 系列标准值输出实测 -5.03V完全够用。这里有个极其容易踩的坑有人会把反馈电阻完全照抄正压 buck 的接法把分压网络的地端接到系统地而不是 -Vout然后 FB 脚接到电阻中间结果输出电压要么失控要么芯片一直在打嗝。记住一句话在负压接法里FB 引脚是以芯片 GND 为参考的芯片 GND 就是 -Vout所以分压网络的“地”必须接 -Vout。3.4 EN、SS、频率电阻这些逻辑引脚的参考地陷阱MP2225 的 EN 引脚阈值、软启动电流、频率设定电阻这些功能都是以芯片 GND 为参考的。普通正压 buck 里把 EN 直接接 VIN 就能实现上电自启动但在负压接法里EN 相对芯片 GND 的实际电压是 Vin - (-Vout) Vin |Vout|也就是 17V。如果 MP2225 的 EN 绝对最大额定值只有 6V 或者 12V 等级直接接 VIN 大概率会打坏 EN 引脚或者因为内部钳位电路异常动作导致芯片工作状态不可控。正确做法是用电阻分压把 EN 端的电压控制在数据手册建议的范围内。比如我在 12V → -5V 的板子上用 100k 和 22k 分压EN 相对芯片 GND 的电压大约是17 × 22 / (100 22) ≈ 3.06V这个电压既高于 EN 开启阈值 2V 以上又低于 6V留足了裕量。频率设定电阻同样要接在 RT 引脚和芯片 GND 之间而不是系统地。4. 焊板实测启动过程、负载瞬态与满载表现4.1 上电时的启动波形和“打嗝”排查我第一版板子焊好后上电瞬间负载没接示波器看到 -5V 建立得还算干净但一接上 1A 电子负载输出立刻出现周期性“打嗝”像是芯片在反复重启。用示波器同时抓 SW 波形和 VIN 电流发现每周期都在振荡后重启典型的过流保护行为。排查后定位到两个问题第一是电感饱和电流偏小第二是软启动电容太小启动瞬间输出电容充电电流过大触发了芯片的过流保护。处理办法是把软启动电容加大到数据手册推荐的较大值我换成了 100nF 级别并把电感换成饱和电流更高的型号。调整后启动过程稳定输出从 0V 建立到 -5V 的爬升时间大约 3ms没有明显过冲。4.2 负载瞬态与输出容值/环路的关系用电子负载做 0.5A 到 1A 的阶跃测试输出跌落大约 130mV恢复时间在 40μs 左右。如果你是给模拟电路供电这个瞬态表现可能还要进一步优化。影响负压拓扑瞬态响应的主要因素是输出电容和环路带宽。负压拓扑在开关管导通期间输出电容需要独立支撑负载电流所以输出电容 ESR 和容量直接影响瞬态跌落的高度。我把输出电容从 44μF 增加到 88μF 后瞬态跌落从 130mV 降到了 80mV 左右效果非常明显。如果有条件可以适当减小反馈电阻阻值比如把 10k/1.37k 换成 5k/0.68k这样反馈网络的寄生极点会往高频推不少环路带宽能进一步放宽。不过对大多数负压应用来说80mV 的跌落已经完全可以接受了。4.3 满载热表现和电感的感性啸叫观察满载 1A 连续跑了半小时MP2225 芯片表面温度约 78℃电感表面温度约 65℃。这个温升在可接受范围内但如果环境温度本来就高或者机箱散热差建议把开关频率从 500kHz 降到 300kHz开关损耗会低不少代价是电感体积会变大。另外如果负压输出端接的负载有恒流充电特性比如 TEC 制冷片驱动要注意电感可能发出啸叫。啸叫通常意味着环路在音频范围内振荡优先检查输出电容是不是用了太少的陶瓷电容、反馈分压电阻是不是太大以及 EN 使能时序是否反复跳变。我在测一款光电探测模块时遇到过啸叫原因是负载电流非常小芯片进入了轻载节流模式把当前模式的配置脚改成强制连续模式后啸叫就消失了。5. 避坑指南把最容易翻车的八个点一次性说清5.1 坑一EN 直接接 VIN上电即损坏这个坑我在前面已经提到了但值得单独拿出来再强调一次。负压拓扑下VIN 相对芯片 GND 的电压是 Vin |Vout|不是 Vin。EN 的绝对最大额定值一般不会为这个电压设计直接接 VIN 很容易把内部 ESD 结构或者使能比较器打坏。解决方式就是电阻分压把 EN 电压钳到安全区间。注意分压电阻的电流不能太大功耗会浪费也不能太小抗干扰能力变差100k/22k 这个量级比较合适。5.2 坑二反馈分压电阻对错参考点输出电压直接翻倍如果你把反馈下电阻的一端接到了系统地那 FB 脚看到的实际电压大约是 -5V × 10 / (101.37) ≈ -4.4V而 FB 内部参考只有 0.6V芯片会认为输出电压严重不足把占空比推到极限最终输出电压会失控。我身边有同事这样接输出做出来是 -9.8V 而不是 -5V排查了半天才发现是反馈地接错了。5.3 坑三电感饱和电流按输出电流选上电就热这个必须再重复一遍负压拓扑的电感平均电流约等于 Iout/(1-D)在 12V 转 -5V 时是输出电流的 1.4 倍在输入电压更低的场合会更夸张。比如 5V 转 -12V、负载 0.5A 的场景里D12/17≈0.706电感平均电流是 0.5/(1-0.706)≈1.7A也就是输出 0.5A 但电感要走 1.7A 的电流。电感饱和电流如果留不够最直观的后果是电感值急剧下降、电流波形畸变随后芯片过流保护、开关管应力增大严重时电感直接烧出糊味芯片也跟着挂。我自己的检验方法是上电后摸电感温度如果 5 分钟内烫到不能碰先查电感饱和90% 是这个问题。5.4 坑四陶瓷电容偏压特性造成的输出电压残留负压输出端用了大量陶瓷电容时要考虑直流偏压对容量的影响。小尺寸封装比如 0402、0603的 X7R 陶瓷电容在额定电压一半时实际容量可能只有标称的 50% 到 60%。如果输出电容你按 88μF 设计实际有效容量可能只有 50μF 左右影响瞬态表现。更隐蔽的问题是断电后输出电压反弹。因为输入掉电后芯片控制逻辑停止工作输出电容上存储的电荷会通过反馈分压电阻和芯片内部电路缓慢泄放同时如果负载端还有别的电源在反灌电流原本的负压轨可能被拖到正电位。这个问题在接运算放大器时会很危险因为运放通常正电源供电如果负压轨先消失运放内部 ESD 二极管可能正向导通。解决办法是在 -Vout 和系统地之间加一颗低压降肖特基二极管做钳位。5.5 坑五PG 引脚的电平错位MP2225 这类芯片的 PG 脚通常是开漏输出用于指示电源正常。在普通正压 buck 里PG 上拉到 MCU 的 IO 电源电压即可。但在负压接法里PG 信号的参考端是 -Vout如果还是上拉到 3.3V 系统电源PG 的“高电平”相对系统地是多少呢假设 |Vout|5VPG 开漏关断时输出高电平相对芯片 GND 是 3.3V那相对系统地就是 -5V 3.3V -1.7VMCU 收到的是一个负电压轻则读不到高电平重则拉坏 GPIO。正确做法是给 PG 做一个电平移位或者用专门的光耦隔离不要想当然地直接上拉。5.6 坑六启动浪涌电流过大导致输入电压跌落负压拓扑在启动时输出电容充电电流和电感励磁电流叠加输入侧浪涌可能比普通 buck 更剧烈。如果你的输入端是稳压器或者电池浪涌会造成输入电压跌落引起芯片欠压保护出现反复启动。我在用 12V 适配器供电时遇到过这种情况适配器在过流边缘反复触发保护表现为电源指示灯闪烁。解决办法有两条路一是把软启动时间拉长让输出电容充电过程变慢二是在输入端增加一个负温度系数热敏电阻作浪涌限制或者用输入 LC 滤波。5.7 坑七PCB 布局把“新地”当作安静地这是个物理层面的坑。负压拓扑里芯片 GND 引脚是输出负极接的是负载的 -5V 轨而系统地才是真正的功率回流路径。布局时千万别把芯片 GND 那块铺铜当成模拟安静地直接铺个大铜皮那样会把开关噪声直接耦合到 -5V 上。我当时的处理方法是芯片 GND 引脚和输出电容负极走一条独立的、短的粗铜皮然后输出电容负极再接负载输入回路从 VIN 电容到芯片 GND 的环路面积尽量小。这样测出来 -5V 上的纹波大约 20mV 峰峰值如果乱铺铜的话能到 80mV。5.8 坑八示波器探头接法引起的“假波形”2025 年了还是要提醒一句用普通 10× 探头直接夹在 SW 节点或者 -Vout 节点测量时要注意探头的参考地夹是系统地而你能直接测量的是相对系统地。SW 节点相对系统的电压是负压矩形波低电平约 -5V、高电平约 7V普通探头能测但地线夹如果夹得远测出来的振铃和毛刺会非常夸张。更隐蔽的是使用差分探头时如果接反了会得到完全相反的波形。我建议测量 -Vout 时直接把探头夹在 -5V 轨和系统地之间看直流平波测 SW 波形用真正的差分发或者在示波器通道上做数学减法不要用两条地线夹悬空的土办法。6. 换一把芯片怎么把这套方法搬走迁移确认清单6.1 芯片能否做负压的四个硬指标不是所有 buck 芯片都能用来搭负压电路。你手里的芯片能不能干这个活我总结下来就看四点第一必须是同步整流。非同步 buck 的续流二极管负极是接 VIN 的在负压拓扑里二极管连接关系会很不合适。同步整流的芯片内部集成下管天然适合作为负压拓扑的续流开关。第二输入耐压要足够。负压拓扑下芯片的 VIN 相对 GND 承受的是 Vin |Vout|不是 Vin。比如你输入 12V、要出 -5V那 VIN-GND 之间是 17V芯片标称 20V 耐压才有余量。如果芯片标称耐压 18V别用太极限了。第三最小导通时间要够小。负压拓扑在输入高、输出小时占空比很低。比如 24V 转 -5VD5/29≈17%开关频率如果设 1MHz导通时间就是 170ns芯片最小导通时间是 100ns 的话勉强能用但裕量不大。第四FB 脚能承受负压。有些芯片的 FB 脚内部结构不允许低于 GND 的电压。实际上负压接法里 FB 引脚相对 GND 是 -0.6V 到 -1.2V大多数芯片内部有这个耐受能力但你必须确认规格书里的绝对最大额定值写着 FB 可以对应负压否则别用。6.2 不同功率等级下的选型和注意事项输出功率推荐芯片类型电感用量注意事项100mA电荷泵不需要简单但输出内阻大不适合模拟低噪声场景100mA - 1AMP2225、TPS5430 等 Buck15-22μH注意软启动、EN 分压电流给足电感饱和1A - 3A大电流 Buck 芯片22-47μH重点考虑输入浪涌和散热SW 环路走线要短3A 以上负压专用或四管反极性控制器33μH 以上建议直接用专用负压芯片/控制器不要硬靠 buck目前市面上也有专门的负压输出 buck-boost 控制器比如 TI 的 TPS637x、ADI/LT 的负压 LDO 等但成本普遍比通用 buck 芯片高。如果你的设计是消费类产品、成本敏感用通用 buck 芯片搭负压是非常主流的手段。7. 写在最后这套接法救急可以但一定要尊重三个原则我做这个项目最深刻的三点体会第一条就是参考地一定要画清楚。自己画图时建议直接把芯片 GND 网络改名为 VN 或者 -5V0不要叫 GND否则后期别人接手很容易接错。原理图上把一个GND网络铺得到处都是等到打样回来调试才发现真正吃苦的是自己。第二条电感饱和电流和输出电容余量是底线。负压拓扑的电感电流直流分量大、输出电容在开关导通期间要独立支撑负载这两个器件的余量直接决定板子能不能长时间稳定运行。我宁可把电感选大一号也不愿意在满载发热和啸叫上反复折腾。第三条调试时先空载、后轻载、再满载留意示波器上的波形是不是假象。负压电路因为共地关系测量本身容易出问题。看到奇怪的波形时先怀疑测量方式再怀疑电路本身。最后可以在 -Vout 和系统地之间并一颗 10μF 的薄膜电容或电解电容有时纹波会立刻变得干净很多这也算是我折腾了几天后攒下来的一点点经验吧。
