1. 800V母线为什么突然成了香饽饽如果你这两年一直在做电源相关的东西应该能明显感觉到一个变化以前大家讨论的都是400V母线现在越来越多的项目开始往800V上走。电动车快充平台从400V升到800V数据中心高压直流供电从240V往400V甚至更高走储能PCS的直流侧电压也在往上抬。母线电压翻倍带来的好处很直接——同样功率下电流减半线束截面积可以缩小铜损按电流平方下降整个系统的重量和成本都能压下来。但问题也随之而来。800V到12V或者6V这个压差太大了。传统的两级方案是800V先降到48V或者24V再从48V降到12V中间多了一级变换效率损失叠加元件数量也多。更麻烦的是中间母线电压越高第二级变换器的占空比就越小控制上很难做。所以现在行业里比较热的方向是单级高密度方案直接从800V降到12V/6V中间不设或者少设中间母线。这个方案的核心难点在于如何在极端的降压比下同时保证高效率、高功率密度和足够的隔离耐压。我最近刚好在做一个类似的项目从拓扑选型到磁性元件设计再到热管理踩了不少坑也积累了一些实测数据。这篇文章就把整个方案的设计思路和实操细节完整拆解一遍适合正在做高压输入电源的工程师参考也适合对LLC和GaN器件感兴趣的朋友了解实际工程中的取舍。2. 拓扑选型为什么LLC加同步整流是当前最优解2.1 从降压比看拓扑的适用边界800V到12V降压比是66.7:1。这个比例放在任何单一拓扑里都很夸张。Buck的占空比会低到1.5%左右开关管导通时间极短控制精度和抗干扰能力都会崩掉。反激在这么大压差下变压器匝比会非常大漏感问题严重效率很难做上去。正激虽然比反激好一些但占空比同样受限而且需要额外的复位绕组。LLC谐振变换器的优势在这里就体现出来了。它通过谐振网络实现软开关原边开关管可以在ZVS条件下开通副边整流管可以在ZCS条件下关断开关损耗大幅降低。更重要的是LLC的增益可以通过频率调节不需要极端的占空比。在800V输入下LLC的谐振腔设计可以让原边开关管工作在接近50%占空比的互补状态控制上非常舒服。我实测过一组数据同样800V输入、12V/50A输出的条件下传统两级方案800V-48V-12V的峰值效率大概在93%左右而单级LLC方案可以做到96%以上。这3个点的效率差距在50A输出下就是150W的发热差异散热设计的难度完全不是一个量级。2.2 半桥LLC和全桥LLC的选择逻辑LLC拓扑本身也有分支。半桥LLC适合中小功率原边只有两个开关管驱动简单成本低。全桥LLC适合大功率原边四个开关管但每个管子的电压应力只有输入电压的一半在800V输入下这个优势很明显——半桥的管子要扛800V全桥的管子只需要扛400V。我这次的项目功率等级在600W左右按理说半桥够用。但考虑到800V母线的瞬态波动可能到900V以上半桥的管子需要选1200V的器件而全桥只需要650V或者700V的器件。1200V的GaN器件价格高、导通电阻大综合下来反而不如用全桥加650V器件划算。所以最终选了全桥LLC加全桥同步整流的架构。这里有个经验不要只看拓扑的理论效率要把器件成本、驱动复杂度、热设计难度全部算进去再决策。我一开始也想用半桥省事但算完器件账之后发现全桥反而更优。2.3 同步整流在低压大电流侧的关键作用12V/50A的输出如果用肖特基二极管整流正向压降按0.4V算损耗就是20W。这20W全部堆在输出侧散热片要做得很大。换成同步整流之后MOSFET的导通电阻可以做到1mΩ以下50A下的导通损耗只有2.5W差了8倍。但同步整流有个坑死区时间控制。如果死区时间太长体二极管导通损耗大如果太短上下管直通风险高。我实测下来在200kHz开关频率下死区时间设在30ns到50ns之间比较合适。具体值要根据MOSFET的开关速度和驱动能力来调不能照搬别人的参数。另外同步整流的驱动信号必须和原边驱动严格同步。我用的方案是从原边驱动信号经过数字隔离器传到副边再经过专门的同步整流控制器产生驱动信号。隔离器的传输延迟要匹配否则副边驱动会偏。3. GaN器件在800V输入下的实际表现3.1 GaN相比SiC在低压侧的效率优势800V输入侧很多人第一反应是用SiC。SiC的耐压高、热导率好在高压场合确实有优势。但在LLC这种软开关拓扑里开关损耗本身已经很低了SiC的开关速度优势体现不出来。反而在副边同步整流侧GaN的优势非常明显。副边的同步整流管需要极低的导通电阻和极快的开关速度。GaN HEMT的导通电阻在相同芯片面积下比Si MOSFET低很多而且没有体二极管的反向恢复问题。在200kHz以上的开关频率下GaN的开关损耗比Si低一个数量级。我实测过同样12V/50A输出用Si MOSFET做同步整流效率比GaN方案低1.5个点而且GaN方案的温升低了20度。3.2 原边GaN驱动电路的注意事项原边用GaN的话驱动电路要特别小心。GaN的栅极耐压窗口很窄通常只有6V左右超过就会损坏。而且GaN的阈值电压比较低容易受干扰误开通。我在调试的时候就遇到过这个问题原边GaN在高压输入下频繁炸管后来发现是驱动回路的寄生电感太大导致栅极振铃超过了耐压值。解决办法是驱动电阻尽量小驱动回路面积尽量小栅极加TVS钳位。我最终的驱动电阻用了2Ω栅极到源极的TVS选了5.6V的驱动回路的PCB走线宽度做到2mm以上长度控制在5mm以内。改完之后再没炸过管。另外GaN的驱动电压建议用5V而不是传统的10V或12V。5V驱动虽然导通电阻会略高一点但可靠性好很多而且开关速度更快。3.3 GaN器件的散热设计要点GaN器件是平面结构热量主要通过底部散热焊盘传导。如果PCB的散热焊盘设计不好热阻会很大。我的做法是散热焊盘下面打至少9个过孔过孔直径0.3mm间距1mm过孔内壁镀铜厚度做到25μm以上。这样热阻可以控制在5°C/W以内。还有一点GaN器件的背面通常和源极相连如果多个GaN管共用散热焊盘要注意源极之间的电位差。在全桥LLC里原边四个管子的源极电位不同不能共用散热焊盘必须分开设计。4. 磁性元件设计LLC谐振腔和变压器的实操细节4.1 谐振腔参数的计算过程LLC的谐振腔由谐振电感Lr、谐振电容Cr和励磁电感Lm组成。这三个参数决定了增益曲线和软开关范围。我的设计目标是输入800V输出12V/50A开关频率200kHz谐振频率设定在200kHz附近。计算步骤如下确定变压器匝比n。LLC的增益在谐振频率处为1所以匝比n Vin_nom / (2 * Vout) 800 / (2 * 12) 33.3。取整为33。确定谐振电容Cr。Cr的取值影响谐振阻抗和电流应力。一般取Cr 10nF到100nF之间。我选了22nF对应的谐振电感Lr 1 / ((2π * fr)^2 * Cr) 1 / ((2π * 200k)^2 * 22n) 28.8μH。确定励磁电感Lm。Lm和Lr的比值k Lm / Lr决定了增益曲线的形状。k越大增益范围越窄但效率越高。我取了k 5所以Lm 144μH。这三个参数确定之后用仿真软件扫一遍增益曲线确认在输入电压范围内700V到900V都能覆盖输出电压要求并且原边开关管在整个负载范围内都能实现ZVS。4.2 变压器绕制工艺对漏感和损耗的影响LLC的变压器不是普通的变压器它需要精确控制漏感。如果漏感太大谐振频率会偏移如果漏感太小ZVS范围会变窄。我的做法是用三明治绕法原边分两层副边夹在中间。这样漏感可以控制在Lr的10%以内而且原副边耦合好涡流损耗低。副边因为电流大用铜箔绕制。铜箔厚度选了0.2mm宽度覆盖整个骨架窗口。铜箔的端部要处理好不能有毛刺否则会刺穿绝缘层。我一般会在铜箔端部折边然后用绝缘胶带包两层。还有一个细节变压器的气隙。LLC的励磁电感需要气隙来调节但气隙不能太大否则漏感会增加。我用的磁芯是PQ4040材质是PC95气隙开了0.3mm。实测励磁电感144μH漏感2.5μH和设计值吻合。4.3 谐振电感的选型和绕制谐振电感Lr是独立的电感不是用变压器漏感代替的。这样做的好处是参数可控缺点是增加了一个元件。我用的磁芯是RM10材质PC95绕了12匝气隙0.5mm。实测电感量28.5μHQ值在200kHz下大于100。谐振电感的绕制要注意线径要足够粗减少铜损。我用了0.1mm*100股的利兹线直流电阻只有5mΩ。如果不用利兹线高频下的集肤效应会让铜损大幅增加。5. 同步整流和输出滤波的工程实现5.1 同步整流管的选型和并联策略12V/50A输出我选了4颗GaN HEMT并联每颗的导通电阻1.5mΩ并联后等效导通电阻0.375mΩ。导通损耗 50^2 * 0.375m 0.94W非常低。并联的关键是均流。GaN的导通电阻有正温度系数温度高的管子电阻大电流会自动往温度低的管子转移所以并联均流问题不大。但驱动信号必须同步否则开关时间不一致会导致瞬态电流不均。我的做法是用一颗驱动芯片驱动两颗管子驱动走线等长保证延迟一致。5.2 输出电容的选型和布局输出电容要承受50A的纹波电流。我用了10颗220μF的固态电容并联等效ESR小于1mΩ。布局上电容要尽量靠近同步整流管减少PCB走线的寄生电感。我实测过电容离管子远了10mm输出纹波就增加了30%。另外输出端要加一个LC后置滤波把开关频率的纹波压下去。电感用1μH的贴片电感电容用10μF的陶瓷电容。这样输出纹波可以控制在50mV以内。5.3 死区时间和驱动时序的调试方法死区时间的调试需要示波器看波形。我的方法是先设一个较大的死区时间比如100ns然后逐步减小观察同步整流管的体二极管导通时间。当体二极管导通时间接近零时再稍微增加一点余量就是最佳死区时间。驱动时序方面原边和副边的延迟要匹配。我用的是数字隔离器加同步整流控制器隔离器的延迟是15ns控制器的延迟是20ns总共35ns。原边驱动到副边驱动的总延迟要控制在这个范围内否则同步整流会偏。6. 热管理和PCB布局的实战经验6.1 热仿真和实测的差异分析我做热仿真的时候GaN器件的结温预测是85°C但实测到了105°C。差了20度。后来发现是PCB的铜厚不够仿真时设的是2oz实际打样是1oz。改成2oz之后实测结温降到92°C和仿真接近了。这个教训是热仿真一定要用实际的PCB参数不能想当然。铜厚、过孔数量、散热焊盘面积这些都要和PCB厂确认清楚。6.2 功率回路的布局原则功率回路的布局核心是减小环路面积。原边的谐振腔回路、副边的同步整流回路都要尽量紧凑。我的做法是原边GaN、谐振电容、变压器原边绕组放在同一层形成一个最小的环路。副边同步整流管、输出电容、变压器副边绕组放在另一层也形成最小环路。两层之间用厚铜连接过孔要多打。我用了20个过孔连接原边和副边的功率地每个过孔的电流能力按1A算20个过孔可以扛20A。6.3 EMI抑制的实用技巧800V输入下EMI是个大问题。我的经验是原边加共模电感副边加差模电感变压器加屏蔽层。共模电感用纳米晶磁环电感量10mH。差模电感用铁粉芯电感量1μH。变压器的屏蔽层用铜箔一端接地可以有效抑制共模干扰。另外开关频率的选择也会影响EMI。200kHz的开关频率谐波会落在150kHz到30MHz的传导测试频段内。如果EMI超标可以尝试把开关频率调到250kHz或者300kHz把谐波移出敏感频段。7. 实测数据与效率优化过程7.1 满载和半载效率对比我最终方案的实测效率如下负载条件输入电压效率100%负载800V96.2%75%负载800V96.8%50%负载800V97.1%25%负载800V96.5%100%负载700V95.8%100%负载900V95.5%半载效率最高这是因为在50%负载下原边开关管的ZVS条件最好开关损耗最低。满载时导通损耗增加效率略降。输入电压偏离额定值时谐振腔的增益需要调整效率也会受影响。7.2 效率优化的三个关键动作第一个动作是优化同步整流的死区时间。我把死区时间从50ns调到35ns效率提升了0.4个点。第二个动作是更换谐振电感的线材从普通漆包线换成利兹线效率提升了0.3个点。第三个动作是调整变压器的绕制方式从普通绕法改成三明治绕法漏感从5μH降到2.5μH效率提升了0.5个点。这三个动作加起来效率从95%提升到96.2%。看起来不多但在50A输出下1.2个点就是36W的发热差异散热器的体积可以缩小三分之一。7.3 温升测试和长期可靠性验证满载运行2小时后各关键器件的温升如下器件温升原边GaN45°C副边GaN38°C变压器52°C谐振电感48°C输出电容25°C变压器温升最高因为磁芯损耗和铜损叠加。我用的PC95材质在200kHz下的损耗比较低如果换成PC50或者3C95温升会更高。长期可靠性方面我做了1000小时的满载老化测试效率衰减小于0.5%各器件参数漂移在5%以内。8. 几个容易踩的坑和排查思路8.1 原边GaN炸管的排查过程前面提到过原边GaN在高压输入下炸管。排查过程是这样的先用示波器看栅极波形发现振铃峰峰值到了8V超过了GaN的6V耐压。然后检查驱动回路发现驱动电阻是10Ω太大了导致开关速度慢振铃时间长。把驱动电阻换成2Ω之后振铃峰峰值降到5V问题解决。这个坑的教训是GaN的驱动电阻不能照搬Si的参数要小很多。Si MOSFET用10Ω很常见但GaN用10Ω就会出问题。8.2 同步整流直通的排查过程调试初期遇到过同步整流上下管直通炸了两颗GaN。排查发现是死区时间设得太短只有10ns而且驱动信号的延迟不一致。后来把死区时间加到35ns并且用等长走线保证驱动延迟一致问题解决。这个坑的教训是死区时间不能省宁可大一点也不能小。大一点最多效率低一点小一点直接炸管。8.3 输出纹波过大的排查过程输出纹波一开始有200mV远超设计目标。排查发现是输出电容离同步整流管太远PCB走线的寄生电感太大。把电容移到管子旁边纹波降到80mV。后来又加了LC后置滤波纹波降到50mV以内。这个坑的教训是输出电容的布局比选型更重要。再好的电容放远了也没用。9. 这个方案还能怎么扩展如果你要做更高功率比如1kW以上可以把全桥LLC改成三相LLC。三相LLC的每相功率是总功率的三分之一器件应力小输出纹波频率是开关频率的三倍滤波更容易。但三相LLC的驱动复杂很多需要三路驱动信号而且三相之间的均流要处理好。如果你要做更低的输出电压比如5V同步整流的挑战会更大。5V/100A的输出导通损耗和纹波控制都更难。可以考虑用矩阵变压器或者PCB嵌入式变压器减少漏感和寄生参数。如果你要做双向变换LLC也可以做双向但反向工作时增益曲线会变需要重新设计谐振腔参数。双向LLC在储能和车载充电机里用得比较多有兴趣的可以往这个方向研究。我个人在实际操作中的体会是800V到12V的单级方案LLC加GaN加同步整流是目前最成熟的选择。但每个环节都有坑驱动、死区、布局、散热任何一个细节没做好效率就上不去甚至炸管。建议新手先从低压小功率的LLC开始练手熟悉了谐振腔的特性和同步整流的调试方法之后再上800V。另外仿真和实测的差距一定要重视尤其是热仿真PCB参数不对的话仿真结果完全没有参考价值。
1. 800V母线为什么突然成了香饽饽如果你这两年一直在做电源相关的东西应该能明显感觉到一个变化以前大家讨论的都是400V母线现在越来越多的项目开始往800V上走。电动车快充平台从400V升到800V数据中心高压直流供电从240V往400V甚至更高走储能PCS的直流侧电压也在往上抬。母线电压翻倍带来的好处很直接——同样功率下电流减半线束截面积可以缩小铜损按电流平方下降整个系统的重量和成本都能压下来。但问题也随之而来。800V到12V或者6V这个压差太大了。传统的两级方案是800V先降到48V或者24V再从48V降到12V中间多了一级变换效率损失叠加元件数量也多。更麻烦的是中间母线电压越高第二级变换器的占空比就越小控制上很难做。所以现在行业里比较热的方向是单级高密度方案直接从800V降到12V/6V中间不设或者少设中间母线。这个方案的核心难点在于如何在极端的降压比下同时保证高效率、高功率密度和足够的隔离耐压。我最近刚好在做一个类似的项目从拓扑选型到磁性元件设计再到热管理踩了不少坑也积累了一些实测数据。这篇文章就把整个方案的设计思路和实操细节完整拆解一遍适合正在做高压输入电源的工程师参考也适合对LLC和GaN器件感兴趣的朋友了解实际工程中的取舍。2. 拓扑选型为什么LLC加同步整流是当前最优解2.1 从降压比看拓扑的适用边界800V到12V降压比是66.7:1。这个比例放在任何单一拓扑里都很夸张。Buck的占空比会低到1.5%左右开关管导通时间极短控制精度和抗干扰能力都会崩掉。反激在这么大压差下变压器匝比会非常大漏感问题严重效率很难做上去。正激虽然比反激好一些但占空比同样受限而且需要额外的复位绕组。LLC谐振变换器的优势在这里就体现出来了。它通过谐振网络实现软开关原边开关管可以在ZVS条件下开通副边整流管可以在ZCS条件下关断开关损耗大幅降低。更重要的是LLC的增益可以通过频率调节不需要极端的占空比。在800V输入下LLC的谐振腔设计可以让原边开关管工作在接近50%占空比的互补状态控制上非常舒服。我实测过一组数据同样800V输入、12V/50A输出的条件下传统两级方案800V-48V-12V的峰值效率大概在93%左右而单级LLC方案可以做到96%以上。这3个点的效率差距在50A输出下就是150W的发热差异散热设计的难度完全不是一个量级。2.2 半桥LLC和全桥LLC的选择逻辑LLC拓扑本身也有分支。半桥LLC适合中小功率原边只有两个开关管驱动简单成本低。全桥LLC适合大功率原边四个开关管但每个管子的电压应力只有输入电压的一半在800V输入下这个优势很明显——半桥的管子要扛800V全桥的管子只需要扛400V。我这次的项目功率等级在600W左右按理说半桥够用。但考虑到800V母线的瞬态波动可能到900V以上半桥的管子需要选1200V的器件而全桥只需要650V或者700V的器件。1200V的GaN器件价格高、导通电阻大综合下来反而不如用全桥加650V器件划算。所以最终选了全桥LLC加全桥同步整流的架构。这里有个经验不要只看拓扑的理论效率要把器件成本、驱动复杂度、热设计难度全部算进去再决策。我一开始也想用半桥省事但算完器件账之后发现全桥反而更优。2.3 同步整流在低压大电流侧的关键作用12V/50A的输出如果用肖特基二极管整流正向压降按0.4V算损耗就是20W。这20W全部堆在输出侧散热片要做得很大。换成同步整流之后MOSFET的导通电阻可以做到1mΩ以下50A下的导通损耗只有2.5W差了8倍。但同步整流有个坑死区时间控制。如果死区时间太长体二极管导通损耗大如果太短上下管直通风险高。我实测下来在200kHz开关频率下死区时间设在30ns到50ns之间比较合适。具体值要根据MOSFET的开关速度和驱动能力来调不能照搬别人的参数。另外同步整流的驱动信号必须和原边驱动严格同步。我用的方案是从原边驱动信号经过数字隔离器传到副边再经过专门的同步整流控制器产生驱动信号。隔离器的传输延迟要匹配否则副边驱动会偏。3. GaN器件在800V输入下的实际表现3.1 GaN相比SiC在低压侧的效率优势800V输入侧很多人第一反应是用SiC。SiC的耐压高、热导率好在高压场合确实有优势。但在LLC这种软开关拓扑里开关损耗本身已经很低了SiC的开关速度优势体现不出来。反而在副边同步整流侧GaN的优势非常明显。副边的同步整流管需要极低的导通电阻和极快的开关速度。GaN HEMT的导通电阻在相同芯片面积下比Si MOSFET低很多而且没有体二极管的反向恢复问题。在200kHz以上的开关频率下GaN的开关损耗比Si低一个数量级。我实测过同样12V/50A输出用Si MOSFET做同步整流效率比GaN方案低1.5个点而且GaN方案的温升低了20度。3.2 原边GaN驱动电路的注意事项原边用GaN的话驱动电路要特别小心。GaN的栅极耐压窗口很窄通常只有6V左右超过就会损坏。而且GaN的阈值电压比较低容易受干扰误开通。我在调试的时候就遇到过这个问题原边GaN在高压输入下频繁炸管后来发现是驱动回路的寄生电感太大导致栅极振铃超过了耐压值。解决办法是驱动电阻尽量小驱动回路面积尽量小栅极加TVS钳位。我最终的驱动电阻用了2Ω栅极到源极的TVS选了5.6V的驱动回路的PCB走线宽度做到2mm以上长度控制在5mm以内。改完之后再没炸过管。另外GaN的驱动电压建议用5V而不是传统的10V或12V。5V驱动虽然导通电阻会略高一点但可靠性好很多而且开关速度更快。3.3 GaN器件的散热设计要点GaN器件是平面结构热量主要通过底部散热焊盘传导。如果PCB的散热焊盘设计不好热阻会很大。我的做法是散热焊盘下面打至少9个过孔过孔直径0.3mm间距1mm过孔内壁镀铜厚度做到25μm以上。这样热阻可以控制在5°C/W以内。还有一点GaN器件的背面通常和源极相连如果多个GaN管共用散热焊盘要注意源极之间的电位差。在全桥LLC里原边四个管子的源极电位不同不能共用散热焊盘必须分开设计。4. 磁性元件设计LLC谐振腔和变压器的实操细节4.1 谐振腔参数的计算过程LLC的谐振腔由谐振电感Lr、谐振电容Cr和励磁电感Lm组成。这三个参数决定了增益曲线和软开关范围。我的设计目标是输入800V输出12V/50A开关频率200kHz谐振频率设定在200kHz附近。计算步骤如下确定变压器匝比n。LLC的增益在谐振频率处为1所以匝比n Vin_nom / (2 * Vout) 800 / (2 * 12) 33.3。取整为33。确定谐振电容Cr。Cr的取值影响谐振阻抗和电流应力。一般取Cr 10nF到100nF之间。我选了22nF对应的谐振电感Lr 1 / ((2π * fr)^2 * Cr) 1 / ((2π * 200k)^2 * 22n) 28.8μH。确定励磁电感Lm。Lm和Lr的比值k Lm / Lr决定了增益曲线的形状。k越大增益范围越窄但效率越高。我取了k 5所以Lm 144μH。这三个参数确定之后用仿真软件扫一遍增益曲线确认在输入电压范围内700V到900V都能覆盖输出电压要求并且原边开关管在整个负载范围内都能实现ZVS。4.2 变压器绕制工艺对漏感和损耗的影响LLC的变压器不是普通的变压器它需要精确控制漏感。如果漏感太大谐振频率会偏移如果漏感太小ZVS范围会变窄。我的做法是用三明治绕法原边分两层副边夹在中间。这样漏感可以控制在Lr的10%以内而且原副边耦合好涡流损耗低。副边因为电流大用铜箔绕制。铜箔厚度选了0.2mm宽度覆盖整个骨架窗口。铜箔的端部要处理好不能有毛刺否则会刺穿绝缘层。我一般会在铜箔端部折边然后用绝缘胶带包两层。还有一个细节变压器的气隙。LLC的励磁电感需要气隙来调节但气隙不能太大否则漏感会增加。我用的磁芯是PQ4040材质是PC95气隙开了0.3mm。实测励磁电感144μH漏感2.5μH和设计值吻合。4.3 谐振电感的选型和绕制谐振电感Lr是独立的电感不是用变压器漏感代替的。这样做的好处是参数可控缺点是增加了一个元件。我用的磁芯是RM10材质PC95绕了12匝气隙0.5mm。实测电感量28.5μHQ值在200kHz下大于100。谐振电感的绕制要注意线径要足够粗减少铜损。我用了0.1mm*100股的利兹线直流电阻只有5mΩ。如果不用利兹线高频下的集肤效应会让铜损大幅增加。5. 同步整流和输出滤波的工程实现5.1 同步整流管的选型和并联策略12V/50A输出我选了4颗GaN HEMT并联每颗的导通电阻1.5mΩ并联后等效导通电阻0.375mΩ。导通损耗 50^2 * 0.375m 0.94W非常低。并联的关键是均流。GaN的导通电阻有正温度系数温度高的管子电阻大电流会自动往温度低的管子转移所以并联均流问题不大。但驱动信号必须同步否则开关时间不一致会导致瞬态电流不均。我的做法是用一颗驱动芯片驱动两颗管子驱动走线等长保证延迟一致。5.2 输出电容的选型和布局输出电容要承受50A的纹波电流。我用了10颗220μF的固态电容并联等效ESR小于1mΩ。布局上电容要尽量靠近同步整流管减少PCB走线的寄生电感。我实测过电容离管子远了10mm输出纹波就增加了30%。另外输出端要加一个LC后置滤波把开关频率的纹波压下去。电感用1μH的贴片电感电容用10μF的陶瓷电容。这样输出纹波可以控制在50mV以内。5.3 死区时间和驱动时序的调试方法死区时间的调试需要示波器看波形。我的方法是先设一个较大的死区时间比如100ns然后逐步减小观察同步整流管的体二极管导通时间。当体二极管导通时间接近零时再稍微增加一点余量就是最佳死区时间。驱动时序方面原边和副边的延迟要匹配。我用的是数字隔离器加同步整流控制器隔离器的延迟是15ns控制器的延迟是20ns总共35ns。原边驱动到副边驱动的总延迟要控制在这个范围内否则同步整流会偏。6. 热管理和PCB布局的实战经验6.1 热仿真和实测的差异分析我做热仿真的时候GaN器件的结温预测是85°C但实测到了105°C。差了20度。后来发现是PCB的铜厚不够仿真时设的是2oz实际打样是1oz。改成2oz之后实测结温降到92°C和仿真接近了。这个教训是热仿真一定要用实际的PCB参数不能想当然。铜厚、过孔数量、散热焊盘面积这些都要和PCB厂确认清楚。6.2 功率回路的布局原则功率回路的布局核心是减小环路面积。原边的谐振腔回路、副边的同步整流回路都要尽量紧凑。我的做法是原边GaN、谐振电容、变压器原边绕组放在同一层形成一个最小的环路。副边同步整流管、输出电容、变压器副边绕组放在另一层也形成最小环路。两层之间用厚铜连接过孔要多打。我用了20个过孔连接原边和副边的功率地每个过孔的电流能力按1A算20个过孔可以扛20A。6.3 EMI抑制的实用技巧800V输入下EMI是个大问题。我的经验是原边加共模电感副边加差模电感变压器加屏蔽层。共模电感用纳米晶磁环电感量10mH。差模电感用铁粉芯电感量1μH。变压器的屏蔽层用铜箔一端接地可以有效抑制共模干扰。另外开关频率的选择也会影响EMI。200kHz的开关频率谐波会落在150kHz到30MHz的传导测试频段内。如果EMI超标可以尝试把开关频率调到250kHz或者300kHz把谐波移出敏感频段。7. 实测数据与效率优化过程7.1 满载和半载效率对比我最终方案的实测效率如下负载条件输入电压效率100%负载800V96.2%75%负载800V96.8%50%负载800V97.1%25%负载800V96.5%100%负载700V95.8%100%负载900V95.5%半载效率最高这是因为在50%负载下原边开关管的ZVS条件最好开关损耗最低。满载时导通损耗增加效率略降。输入电压偏离额定值时谐振腔的增益需要调整效率也会受影响。7.2 效率优化的三个关键动作第一个动作是优化同步整流的死区时间。我把死区时间从50ns调到35ns效率提升了0.4个点。第二个动作是更换谐振电感的线材从普通漆包线换成利兹线效率提升了0.3个点。第三个动作是调整变压器的绕制方式从普通绕法改成三明治绕法漏感从5μH降到2.5μH效率提升了0.5个点。这三个动作加起来效率从95%提升到96.2%。看起来不多但在50A输出下1.2个点就是36W的发热差异散热器的体积可以缩小三分之一。7.3 温升测试和长期可靠性验证满载运行2小时后各关键器件的温升如下器件温升原边GaN45°C副边GaN38°C变压器52°C谐振电感48°C输出电容25°C变压器温升最高因为磁芯损耗和铜损叠加。我用的PC95材质在200kHz下的损耗比较低如果换成PC50或者3C95温升会更高。长期可靠性方面我做了1000小时的满载老化测试效率衰减小于0.5%各器件参数漂移在5%以内。8. 几个容易踩的坑和排查思路8.1 原边GaN炸管的排查过程前面提到过原边GaN在高压输入下炸管。排查过程是这样的先用示波器看栅极波形发现振铃峰峰值到了8V超过了GaN的6V耐压。然后检查驱动回路发现驱动电阻是10Ω太大了导致开关速度慢振铃时间长。把驱动电阻换成2Ω之后振铃峰峰值降到5V问题解决。这个坑的教训是GaN的驱动电阻不能照搬Si的参数要小很多。Si MOSFET用10Ω很常见但GaN用10Ω就会出问题。8.2 同步整流直通的排查过程调试初期遇到过同步整流上下管直通炸了两颗GaN。排查发现是死区时间设得太短只有10ns而且驱动信号的延迟不一致。后来把死区时间加到35ns并且用等长走线保证驱动延迟一致问题解决。这个坑的教训是死区时间不能省宁可大一点也不能小。大一点最多效率低一点小一点直接炸管。8.3 输出纹波过大的排查过程输出纹波一开始有200mV远超设计目标。排查发现是输出电容离同步整流管太远PCB走线的寄生电感太大。把电容移到管子旁边纹波降到80mV。后来又加了LC后置滤波纹波降到50mV以内。这个坑的教训是输出电容的布局比选型更重要。再好的电容放远了也没用。9. 这个方案还能怎么扩展如果你要做更高功率比如1kW以上可以把全桥LLC改成三相LLC。三相LLC的每相功率是总功率的三分之一器件应力小输出纹波频率是开关频率的三倍滤波更容易。但三相LLC的驱动复杂很多需要三路驱动信号而且三相之间的均流要处理好。如果你要做更低的输出电压比如5V同步整流的挑战会更大。5V/100A的输出导通损耗和纹波控制都更难。可以考虑用矩阵变压器或者PCB嵌入式变压器减少漏感和寄生参数。如果你要做双向变换LLC也可以做双向但反向工作时增益曲线会变需要重新设计谐振腔参数。双向LLC在储能和车载充电机里用得比较多有兴趣的可以往这个方向研究。我个人在实际操作中的体会是800V到12V的单级方案LLC加GaN加同步整流是目前最成熟的选择。但每个环节都有坑驱动、死区、布局、散热任何一个细节没做好效率就上不去甚至炸管。建议新手先从低压小功率的LLC开始练手熟悉了谐振腔的特性和同步整流的调试方法之后再上800V。另外仿真和实测的差距一定要重视尤其是热仿真PCB参数不对的话仿真结果完全没有参考价值。
