如果你在模拟IC设计里做过哪怕一个运放多半遇到过这种尴尬单级OTA图纸算得明明白白仿真一看增益只有30几dB带上负载摆幅又掉一截。我前阵子给某传感器接口做前端放大器指标卡在增益大于60dB、GBW大于10MHz单级结构怎么调都顶不上去最后老老实实换回标题里这个经典组合——第一级用5管OTA第二级用共源级CS两级一串联问题当场解决。这套“单端两级运放”结构好在哪第一级5T-OTA负责把差分小信号放大成单端中频信号同时提供主要增益第二级CS负责补足增益和输出电压摆幅推动负载。两级之间用米勒电容Cc串联调零电阻Rz做频率补偿。整个电路满打满算就8个MOS管加1个电阻是教科书里最简单、也最适合拿来练手的两级运放结构。不管你是刚开始学模拟IC的新人还是做定制模拟IP的老手这套架构都值得吃透。1. 为什么是“5T-OTACS”两级架构的选型逻辑1.1 单级OTA卡在哪单级OTA的增益公式很简洁Av gm × ro。工程上更常用的是把它改写成Av 2VA / Vov其中VA是厄利电压Vov是过驱动电压。这个变形很有意思——增益跟电流基本无关只跟器件本身的沟长和偏置的过驱动有关。要提升增益要么用更长的沟道增大VA要么减小过驱动电压Vov。问题是这两种手段都有天花板。长沟道让器件变大、寄生电容变多GBW往下掉过驱动电压太小管子又容易退出饱和区工艺偏差下一碰就挂。实际做下来单级OTA在0.18微米工艺下通常只能做到30~40dB的增益也就是几十倍的放大。很多场景根本不够用。我那个传感器接口项目的指标是60dB以上单级无论如何都差一截。这时候最自然的思路就是再加一级放大于是两级结构进入视野。1.2 两级分工思路增益与摆幅各司其职两级结构的本质是“分工”两个字。第一级专攻小信号放大把微弱的差分输入放大成有一定幅度的单端信号第二级专攻输出能力和摆幅保证在给定负载下能送出足够的电压范围。这个思路和音响系统的“前级后级”很像。前级负责把微弱信号放大到线电平后级负责驱动喇叭两者各干各的谁也不拖累谁。运放里也一样第一级可以追求高输出阻抗来拿增益哪怕这个节点的摆幅很小也没关系第二级用共源结构把输出摆幅做到接近电源轨。为什么第二级不选源极跟随器因为源极跟随器的电压增益最多只有0.9左右既补不了多少增益也没法做米勒补偿——米勒补偿需要第二级有反相电压增益源极跟随器没有这个条件。共源级CS既能提供几十倍增益又有反相特性还能推大摆幅是教科书和工程上都验证过的标准解法。1.3 为什么第一级选5T、第二级选CS5T-OTA全称是五管OTA由一对输入差分对、一对电流镜负载、一个尾电流源构成。它是单端输出的差分放大器里最精简的版本不需要共模反馈面积小、功耗低、带宽高非常适合做两级运放的第一级。第二级用CS共源极放大器由一个放大管加上一个电流源负载组成。它牺牲了一点线性范围换来高增益和接近电源轨的输出摆幅。这个取舍在多数场景下都很划算因为运放本身工作在小信号状态线性失真的影响远不如增益和摆幅来得关键。单端结构相比全差分还省了共模反馈电路和输出共模检测对大部分传感器接口、基准源缓冲、比较器前端来说完全够用而且好写好调。这也是我选择“5T-OTACS”组合的根本原因。2. 电路级设计与手算参数从指标反推管子尺寸2.1 拓扑辨认8管两级结构整体拓扑可以这样画M1、M2是输入差分对管M3、M4是PMOS电流镜负载M5是尾电流源这五个管构成第一级M6是第二级CS放大管M7是第二级电流源负载这俩构成第二级Cc加上串联的调零电阻Rz跨接在M6的栅极和漏极之间也就是从第一级输出节点拉到最终输出节点。信号流是Vin和Vin-差分输入经过M1/M2的跨导转成差动电流在M3/M4电流镜作用下合成单端电流在第一级输出节点形成电压这个电压再驱动M6的栅极经过共源放大后从M6漏极输出。这里有个细节值得多说一句5T-OTA的输出是单端的但输入是差分的。它能自动完成“差分转单端”而不需要额外的转换电路靠的就是M3/M4这对电流镜的“翻折”作用。M1支路的信号电流被镜像到M4和M2支路的信号电流在输出节点相减等效输出电流是gm乘以差分输入电压。这个特性让5T-OTA在结构上天然适合做单端输出两级运放的第一级。2.2 第一级5T-OTA的参数计算实例直接给一组我实际用过的计算过程工艺按0.18微米、电源1.8V来算。先定指标总电流预算约80微安其中第一级尾电流取20微安第二级取50微安剩下10微安留给偏置电流镜。第一级尾电流20微安意味着M1和M2各流过10微安。输入管过驱动我习惯取200毫伏左右这样gm 2 × ID / Vov 2 × 10μA / 0.2V 100μS。这个值不会太大也不会太小后面算GBW也顺。管子尺寸用饱和区电流公式反推ID 0.5 × μCox × (W/L) × Vov²。工艺参数μnCox取180μA/V²NMOS输入管的W/L 2 × ID / (μnCox × Vov²) 20 / (180 × 0.04) ≈ 2.8。L我取0.5微米W取1.4微米左右实际做的时候取整到1.5微米或1.2微米都行。PMOS负载管的μpCox只有45μA/V²左右同样过驱动200毫伏、电流10微安W/L 20 / (45 × 0.04) ≈ 11。这就看出PMOS比NMOS“费面积”了同样的电流和过驱动PMOS管要做大三到四倍。增益估算是这样先估ro。工艺的厄利电压VA如果取10伏左右0.5微米沟长差不多这个量级ro ≈ VA/ID 10V / 10μA 1MΩ。M2和M4并联等效输出电阻约500kΩ第一级增益Av1 gm1 × R1 100μS × 500kΩ 50倍大概34dB。2.3 第二级CS的参数计算与摆幅约束第二级CS我定的电流是50微安放大管M6过驱动取150毫伏这样gm6 2 × 50μA / 0.15V ≈ 667μS。M6的W/L 2 × 50 / (180 × 0.0225) ≈ 24.7。负载管M7是PMOS电流源过驱动取200毫伏电流50微安W/L 100 / (45 × 0.04) ≈ 55。这管子和M4同属PMOS同样过驱动下要做很大版图上会占不少面积属于正常现象。第二级增益假设VA还是10伏ro6和ro7都是10V / 50μA 200kΩ并联等效100kΩAv2 667μS × 100kΩ ≈ 67倍约36dB。两级总增益约70dB也就是3000多倍对60dB的指标绰绰有余。输出摆幅的约束主要看饱和条件M6要饱和输出电压最低不能低于Vov6也就是0.15VM7要饱和输出电压最高不能超过VDD减去|Vov7|也就是1.8 - 0.2 1.6V。所以输出摆幅大约1.45V在1.8V电源下已经很不错了。2.4 直流耦合与偏置电流镜教科书没说透的工作点问题两级直接耦合有一个容易被忽略的坑第一级的输出直流电平就是第二级M6的栅极电压。这个电平不是你想设多少就多少的它由第一级的负载电流镜决定。拿NMOS输入 PMOS负载这种组合来说M3是二极管连接第一级输出节点A的直流电平大概是VDD减去M3的|VGS|。如果M3的阈值电压加过驱动一共0.9伏那么A点直流就是1.8 - 0.9 0.9伏。这个电压对NMOS的M6来说偏高了会导致M6的VGS偏大电流偏大工作点往线性区滑。解决办法通常是让A点的直流电平往下降一点。可以通过减小M3/M4的电流或者增大它们的W/L来压低|VGS|也可以适当调整输入共模电平。实际操作中我在仿真里第一件做的事就是打印A点电压确认它落在第二级输入共模的合理范围内。这个点如果没对准后面的AC、瞬态全部白调。偏置电流镜的比例也在这里一次性理清楚外部给一个基准电流比如10微安通过电流镜按比例复制到尾电流源M5需要20微安比例2:1、第二级负载M7需要50微安比例5:1。电流镜的复制精度直接决定两级工作点是否准所以M5、M7和基准管的沟道长度要一致W按比例放大。3. 频率补偿米勒电容与调零电阻的工程取舍3.1 两级运放为什么会振荡两级放大的代价是引入了两个低频极点。第一级输出节点一个第二级输出节点一个。每个极点贡献90度相移两个极点叠加开环增益以每十倍频程40dB的速率下降等它穿过0dB时相位裕度已经接近零甚至可能为负。这就是两级运放不加补偿接成单位增益负反馈时几乎必然振荡的原因。米勒补偿的思路是把这两个极点拉开距离而不是把它们都推远。具体做法是在第二级的输入和输出之间跨接一个电容Cc。由于米勒效应这个电容在第一级输出端等效为Cc乘以(1 Av2)这么大的电容直接把第一级极点压到很低频同时第二级输出极点被推到更高的频率。结果就是主极点变低、次主极点变高增益在0dB附近以-20dB/dec的斜率穿过相位裕度就有了保障。3.2 零极点分布与关键公式补偿后的关键参数用这几个公式估算主极点ωp1 ≈ 1 / (R1 × Cc × Av2)单位增益带宽GBW ≈ gm1 / Cc次主极点ωp2 ≈ gm6 / (CL Cc)工程粗略估算无调零电阻时的零点ωz ≈ gm6 / CcGBW由gm1和Cc直接决定这是个很重要的关系想提高GBW要么加大输入管的跨导要么减小补偿电容。但Cc减小会让次主极点和零点都往低频移动相位裕度跟着恶化。所以Cc是个典型的折中参数。零点的问题要单独说。Cc在第二级输入输出之间形成了从输入到输出的前馈通路高频信号可以直接通过Cc绕过M6到达输出端产生一个右半平面零点。RHP零点的相位贡献是滞后的会进一步吃掉相位裕度必须处理。调零电阻Rz就是干这个的。加上Rz后零点频率变为ωz ≈ 1 / [Cc × (Rz - 1/gm6)]。注意这个式子当Rz等于1/gm6时分母为零零点被推到无穷远当Rz大于1/gm6时零点变成左半平面零点开始贡献正的相位对稳定性反而是好事。3.3 Cc和Rz的实战调法具体取值我一般按这样的顺序来先根据GBW反推Cc。要10MHz的GBWgm1是100μSCc gm1 / (2π × GBW) 100μ / (2π × 10M) ≈ 1.6pF。再根据第二级跨导算调零电阻的起点Rz 1 / gm6 1 / 667μS ≈ 1.5kΩ。仿真从这个值开始看相位裕度。如果相位裕度不够我不会急着把Cc加大而是先把Rz往上调个10%到20%。这样零点移到左半平面稍微低频一点的位置相位裕度通常能涨几度到十几度。如果还不够再考虑加大Cc比如从1.6pF加到2pFGBW会让出20%左右换取更好的稳定性。最后提醒一句Rz虽然能救相位裕度但调太大会让零点太低增益曲线在中频出现一个“峰”对应瞬态响应里会有振铃。我一般把Rz限制在1.5倍1/gm6以内超过就要回头调gm6或者Cc了。4. 仿真调试从DC工作点到AC指标的迭代思路4.1 DC工作点检查清单很多人上手直接跑AC测出来增益不对就乱调管子尺寸这是典型的瞎猫碰死耗子。正确的顺序是先检查DC工作点确认所有管子都在饱和区。我每次打开仿真先做这几件事打印每个管子的VGS、VDS、VDSAT三个值确认VDS VDSAT。重点查第一级输出节点A的直流电压、第二级输出节点的直流电压、M5和M7电流镜的实际电流是否和设定比例一致。电流偏差超过5%就要怀疑是尺寸计算错了还是沟道长度不一致。M6的栅极电压是重中之重。前面说过A点直流就是M6的栅压它决定M6的工作点。我见过太多次A点电压算出来0.9伏M6直接进了线性区增益掉了一半还多。这时候第一件事不是改M6而是回头调第一级负载管M3/M4的尺寸或者调输入共模电平把A点拉回合理范围。4.2 AC参数调试顺序与实例DC检查过了再跑AC。AC仿真看四个数低频增益、GBW、相位裕度、还有-3dB带宽。我的迭代顺序是固定的先看增益够不够不够就是gm或ro的问题加大输入管W/L或调大L再看GBW够不够不够就加尾电流或减Cc最后看相位裕度不够就按前面说的调Rz加Cc。举个我实际遇到的例子第一版仿真低频增益有72dBGBW有12MHz但相位裕度只有42度。我没动Cc先把Rz从1.5kΩ调到1.8kΩ相位裕度到54度再调到2.1kΩ到61度。GBW略微降到11.5MHz仍然在指标内。如果这时候相位还差我就把Cc加到2pFGBW降到9.8MHz刚好卡在10MHz附近但PM能到68度。这个迭代过程很像调仪器一次只动一个参数动完看趋势而不是一次性把很多变量一起改。一起改的后果是你根本不知道是哪个参数把指标救回来的下次换个指标又抓瞎。4.3 常见问题速查表下面这张表整理了我这些年调试两级运放时遇到的高频问题按“症状-原因-对策”给出可以直接抄作业。症状可能原因调试手段相位裕度不足40°Cc太小、次主极点太低、Rz没生效加大Cc减小gm6降第二级电流/尺寸把Rz调到1/gm6的1.1~1.3倍GBW达不到指标gm1不足、Cc偏大加大尾电流或输入管W/L减小Cc并重新验PM输出摆幅不够第二级过驱动设太大、输出直流没居中减小Vov6/Vov7调整第一级输出DC电平重新分配两级电流增益上不去管子不在饱和区、ro太小检查DC工作点增大沟道长度L减小过驱动失调电压偏大输入对管面积小、版图不对称输入管W/L整体翻倍版图做共质心匹配功耗超标电流镜比例不对、第二级电流过大掐尾电流M5和第二级M7的尺寸复核基准电流5. 版图与实测匹配、寄生与稳定性5.1 电流镜与差分对的匹配布局原理图仿真过了流片前的版图才是真正出问题的地方。5T-OTA的第一级是全电路最敏感的节点输入差分对和电流镜负载的匹配直接决定失调电压和共模抑制比。输入对管M1/M2必须做交叉共质心布局两个管子各分成偶数个finger交叉放置周围加一圈dummy管保持刻蚀环境一致。差分输入走线要等长两边的寄生电容尽可能对称。这一条做不到前面算的失调指标会直接报废。电流镜M3/M4同样是匹配大户。它们的尺寸一样按finger并排居中放四周加dummy最好再用guard ring圈起来减少衬底噪声的干扰。M5尾电流源和M7第二级负载属于不同比例的电流镜不需要跟基准管紧贴但沟道长度必须和基准管一致否则有限输出电阻造成的电流误差会很大。5.2 补偿电容、调零电阻与电源完整性Cc和Rz的位置经常被新手忽略。米勒电容一端的信号是第一级高阻抗输出节点这里的寄生电容哪怕只有几十fF都会跟Cc并联改变零极点位置。所以Cc要尽量靠近M6的栅极MIM电容的下极板接第一级输出、上极板接输出端减少走线寄生。Rz的位置比Cc更阴险。我吃过一次亏Rz在版图上离Cc比较远中间走了一段长金属线实测相位裕度比仿真低了将近15度。后来一查长走线带来的串联寄生电阻和寄生电感改变了零点频率等于Rz根本没起到应有的作用。把Rz紧贴着Cc放金属走线加宽问题才解决。电源完整性在两级结构里也要专门处理。第二级CS是电流变化的源头输出大摆幅时会在电源线上打电流纹波这个纹波一旦通过电源线耦合回第一级的高阻节点就是一场振荡灾难。前级的电源脚和输出级电源脚分开走中间加RC去耦地线用星形连接能省掉很多莫名其妙的稳定性问题。衬底噪声同理。第一级差分对周围做双guard ring第二级大电流管子离第一级远一点必要的话给第一级单独加一坨N阱隔离。这些都是流片前多花半小时、流片后少加三周班的好习惯。另一个容易翻车的地方是第二级输出节点的寄生电容。CL在原理图仿真里是理想电容但实际版图里还有pad电容、ESD保护管结电容、走线电容这些都会并到CL上把次主极点拉低。我一般会在前仿真阶段就预留30%到50%的CL裕量宁可GBW稍微让一点也别等流片回来发现PM不够。按这套流程做下来5T-OTA加CS的两级运放基本不会出大问题。增益、GBW、摆幅、功耗四个核心指标在设计初期就能用手算估到八九不离十剩下的就是仿真和版图阶段的细节打磨。最后再说个我个人习惯做这种经典结构时每改一版参数我都会先手算一遍再和仿真结果对照。手算结果和仿真差太多说明某个假设出了偏差这时候停下来查比继续调参数更值。毕竟模拟电路这行慢就是快算清楚比调得快重要多了。
如果你在模拟IC设计里做过哪怕一个运放多半遇到过这种尴尬单级OTA图纸算得明明白白仿真一看增益只有30几dB带上负载摆幅又掉一截。我前阵子给某传感器接口做前端放大器指标卡在增益大于60dB、GBW大于10MHz单级结构怎么调都顶不上去最后老老实实换回标题里这个经典组合——第一级用5管OTA第二级用共源级CS两级一串联问题当场解决。这套“单端两级运放”结构好在哪第一级5T-OTA负责把差分小信号放大成单端中频信号同时提供主要增益第二级CS负责补足增益和输出电压摆幅推动负载。两级之间用米勒电容Cc串联调零电阻Rz做频率补偿。整个电路满打满算就8个MOS管加1个电阻是教科书里最简单、也最适合拿来练手的两级运放结构。不管你是刚开始学模拟IC的新人还是做定制模拟IP的老手这套架构都值得吃透。1. 为什么是“5T-OTACS”两级架构的选型逻辑1.1 单级OTA卡在哪单级OTA的增益公式很简洁Av gm × ro。工程上更常用的是把它改写成Av 2VA / Vov其中VA是厄利电压Vov是过驱动电压。这个变形很有意思——增益跟电流基本无关只跟器件本身的沟长和偏置的过驱动有关。要提升增益要么用更长的沟道增大VA要么减小过驱动电压Vov。问题是这两种手段都有天花板。长沟道让器件变大、寄生电容变多GBW往下掉过驱动电压太小管子又容易退出饱和区工艺偏差下一碰就挂。实际做下来单级OTA在0.18微米工艺下通常只能做到30~40dB的增益也就是几十倍的放大。很多场景根本不够用。我那个传感器接口项目的指标是60dB以上单级无论如何都差一截。这时候最自然的思路就是再加一级放大于是两级结构进入视野。1.2 两级分工思路增益与摆幅各司其职两级结构的本质是“分工”两个字。第一级专攻小信号放大把微弱的差分输入放大成有一定幅度的单端信号第二级专攻输出能力和摆幅保证在给定负载下能送出足够的电压范围。这个思路和音响系统的“前级后级”很像。前级负责把微弱信号放大到线电平后级负责驱动喇叭两者各干各的谁也不拖累谁。运放里也一样第一级可以追求高输出阻抗来拿增益哪怕这个节点的摆幅很小也没关系第二级用共源结构把输出摆幅做到接近电源轨。为什么第二级不选源极跟随器因为源极跟随器的电压增益最多只有0.9左右既补不了多少增益也没法做米勒补偿——米勒补偿需要第二级有反相电压增益源极跟随器没有这个条件。共源级CS既能提供几十倍增益又有反相特性还能推大摆幅是教科书和工程上都验证过的标准解法。1.3 为什么第一级选5T、第二级选CS5T-OTA全称是五管OTA由一对输入差分对、一对电流镜负载、一个尾电流源构成。它是单端输出的差分放大器里最精简的版本不需要共模反馈面积小、功耗低、带宽高非常适合做两级运放的第一级。第二级用CS共源极放大器由一个放大管加上一个电流源负载组成。它牺牲了一点线性范围换来高增益和接近电源轨的输出摆幅。这个取舍在多数场景下都很划算因为运放本身工作在小信号状态线性失真的影响远不如增益和摆幅来得关键。单端结构相比全差分还省了共模反馈电路和输出共模检测对大部分传感器接口、基准源缓冲、比较器前端来说完全够用而且好写好调。这也是我选择“5T-OTACS”组合的根本原因。2. 电路级设计与手算参数从指标反推管子尺寸2.1 拓扑辨认8管两级结构整体拓扑可以这样画M1、M2是输入差分对管M3、M4是PMOS电流镜负载M5是尾电流源这五个管构成第一级M6是第二级CS放大管M7是第二级电流源负载这俩构成第二级Cc加上串联的调零电阻Rz跨接在M6的栅极和漏极之间也就是从第一级输出节点拉到最终输出节点。信号流是Vin和Vin-差分输入经过M1/M2的跨导转成差动电流在M3/M4电流镜作用下合成单端电流在第一级输出节点形成电压这个电压再驱动M6的栅极经过共源放大后从M6漏极输出。这里有个细节值得多说一句5T-OTA的输出是单端的但输入是差分的。它能自动完成“差分转单端”而不需要额外的转换电路靠的就是M3/M4这对电流镜的“翻折”作用。M1支路的信号电流被镜像到M4和M2支路的信号电流在输出节点相减等效输出电流是gm乘以差分输入电压。这个特性让5T-OTA在结构上天然适合做单端输出两级运放的第一级。2.2 第一级5T-OTA的参数计算实例直接给一组我实际用过的计算过程工艺按0.18微米、电源1.8V来算。先定指标总电流预算约80微安其中第一级尾电流取20微安第二级取50微安剩下10微安留给偏置电流镜。第一级尾电流20微安意味着M1和M2各流过10微安。输入管过驱动我习惯取200毫伏左右这样gm 2 × ID / Vov 2 × 10μA / 0.2V 100μS。这个值不会太大也不会太小后面算GBW也顺。管子尺寸用饱和区电流公式反推ID 0.5 × μCox × (W/L) × Vov²。工艺参数μnCox取180μA/V²NMOS输入管的W/L 2 × ID / (μnCox × Vov²) 20 / (180 × 0.04) ≈ 2.8。L我取0.5微米W取1.4微米左右实际做的时候取整到1.5微米或1.2微米都行。PMOS负载管的μpCox只有45μA/V²左右同样过驱动200毫伏、电流10微安W/L 20 / (45 × 0.04) ≈ 11。这就看出PMOS比NMOS“费面积”了同样的电流和过驱动PMOS管要做大三到四倍。增益估算是这样先估ro。工艺的厄利电压VA如果取10伏左右0.5微米沟长差不多这个量级ro ≈ VA/ID 10V / 10μA 1MΩ。M2和M4并联等效输出电阻约500kΩ第一级增益Av1 gm1 × R1 100μS × 500kΩ 50倍大概34dB。2.3 第二级CS的参数计算与摆幅约束第二级CS我定的电流是50微安放大管M6过驱动取150毫伏这样gm6 2 × 50μA / 0.15V ≈ 667μS。M6的W/L 2 × 50 / (180 × 0.0225) ≈ 24.7。负载管M7是PMOS电流源过驱动取200毫伏电流50微安W/L 100 / (45 × 0.04) ≈ 55。这管子和M4同属PMOS同样过驱动下要做很大版图上会占不少面积属于正常现象。第二级增益假设VA还是10伏ro6和ro7都是10V / 50μA 200kΩ并联等效100kΩAv2 667μS × 100kΩ ≈ 67倍约36dB。两级总增益约70dB也就是3000多倍对60dB的指标绰绰有余。输出摆幅的约束主要看饱和条件M6要饱和输出电压最低不能低于Vov6也就是0.15VM7要饱和输出电压最高不能超过VDD减去|Vov7|也就是1.8 - 0.2 1.6V。所以输出摆幅大约1.45V在1.8V电源下已经很不错了。2.4 直流耦合与偏置电流镜教科书没说透的工作点问题两级直接耦合有一个容易被忽略的坑第一级的输出直流电平就是第二级M6的栅极电压。这个电平不是你想设多少就多少的它由第一级的负载电流镜决定。拿NMOS输入 PMOS负载这种组合来说M3是二极管连接第一级输出节点A的直流电平大概是VDD减去M3的|VGS|。如果M3的阈值电压加过驱动一共0.9伏那么A点直流就是1.8 - 0.9 0.9伏。这个电压对NMOS的M6来说偏高了会导致M6的VGS偏大电流偏大工作点往线性区滑。解决办法通常是让A点的直流电平往下降一点。可以通过减小M3/M4的电流或者增大它们的W/L来压低|VGS|也可以适当调整输入共模电平。实际操作中我在仿真里第一件做的事就是打印A点电压确认它落在第二级输入共模的合理范围内。这个点如果没对准后面的AC、瞬态全部白调。偏置电流镜的比例也在这里一次性理清楚外部给一个基准电流比如10微安通过电流镜按比例复制到尾电流源M5需要20微安比例2:1、第二级负载M7需要50微安比例5:1。电流镜的复制精度直接决定两级工作点是否准所以M5、M7和基准管的沟道长度要一致W按比例放大。3. 频率补偿米勒电容与调零电阻的工程取舍3.1 两级运放为什么会振荡两级放大的代价是引入了两个低频极点。第一级输出节点一个第二级输出节点一个。每个极点贡献90度相移两个极点叠加开环增益以每十倍频程40dB的速率下降等它穿过0dB时相位裕度已经接近零甚至可能为负。这就是两级运放不加补偿接成单位增益负反馈时几乎必然振荡的原因。米勒补偿的思路是把这两个极点拉开距离而不是把它们都推远。具体做法是在第二级的输入和输出之间跨接一个电容Cc。由于米勒效应这个电容在第一级输出端等效为Cc乘以(1 Av2)这么大的电容直接把第一级极点压到很低频同时第二级输出极点被推到更高的频率。结果就是主极点变低、次主极点变高增益在0dB附近以-20dB/dec的斜率穿过相位裕度就有了保障。3.2 零极点分布与关键公式补偿后的关键参数用这几个公式估算主极点ωp1 ≈ 1 / (R1 × Cc × Av2)单位增益带宽GBW ≈ gm1 / Cc次主极点ωp2 ≈ gm6 / (CL Cc)工程粗略估算无调零电阻时的零点ωz ≈ gm6 / CcGBW由gm1和Cc直接决定这是个很重要的关系想提高GBW要么加大输入管的跨导要么减小补偿电容。但Cc减小会让次主极点和零点都往低频移动相位裕度跟着恶化。所以Cc是个典型的折中参数。零点的问题要单独说。Cc在第二级输入输出之间形成了从输入到输出的前馈通路高频信号可以直接通过Cc绕过M6到达输出端产生一个右半平面零点。RHP零点的相位贡献是滞后的会进一步吃掉相位裕度必须处理。调零电阻Rz就是干这个的。加上Rz后零点频率变为ωz ≈ 1 / [Cc × (Rz - 1/gm6)]。注意这个式子当Rz等于1/gm6时分母为零零点被推到无穷远当Rz大于1/gm6时零点变成左半平面零点开始贡献正的相位对稳定性反而是好事。3.3 Cc和Rz的实战调法具体取值我一般按这样的顺序来先根据GBW反推Cc。要10MHz的GBWgm1是100μSCc gm1 / (2π × GBW) 100μ / (2π × 10M) ≈ 1.6pF。再根据第二级跨导算调零电阻的起点Rz 1 / gm6 1 / 667μS ≈ 1.5kΩ。仿真从这个值开始看相位裕度。如果相位裕度不够我不会急着把Cc加大而是先把Rz往上调个10%到20%。这样零点移到左半平面稍微低频一点的位置相位裕度通常能涨几度到十几度。如果还不够再考虑加大Cc比如从1.6pF加到2pFGBW会让出20%左右换取更好的稳定性。最后提醒一句Rz虽然能救相位裕度但调太大会让零点太低增益曲线在中频出现一个“峰”对应瞬态响应里会有振铃。我一般把Rz限制在1.5倍1/gm6以内超过就要回头调gm6或者Cc了。4. 仿真调试从DC工作点到AC指标的迭代思路4.1 DC工作点检查清单很多人上手直接跑AC测出来增益不对就乱调管子尺寸这是典型的瞎猫碰死耗子。正确的顺序是先检查DC工作点确认所有管子都在饱和区。我每次打开仿真先做这几件事打印每个管子的VGS、VDS、VDSAT三个值确认VDS VDSAT。重点查第一级输出节点A的直流电压、第二级输出节点的直流电压、M5和M7电流镜的实际电流是否和设定比例一致。电流偏差超过5%就要怀疑是尺寸计算错了还是沟道长度不一致。M6的栅极电压是重中之重。前面说过A点直流就是M6的栅压它决定M6的工作点。我见过太多次A点电压算出来0.9伏M6直接进了线性区增益掉了一半还多。这时候第一件事不是改M6而是回头调第一级负载管M3/M4的尺寸或者调输入共模电平把A点拉回合理范围。4.2 AC参数调试顺序与实例DC检查过了再跑AC。AC仿真看四个数低频增益、GBW、相位裕度、还有-3dB带宽。我的迭代顺序是固定的先看增益够不够不够就是gm或ro的问题加大输入管W/L或调大L再看GBW够不够不够就加尾电流或减Cc最后看相位裕度不够就按前面说的调Rz加Cc。举个我实际遇到的例子第一版仿真低频增益有72dBGBW有12MHz但相位裕度只有42度。我没动Cc先把Rz从1.5kΩ调到1.8kΩ相位裕度到54度再调到2.1kΩ到61度。GBW略微降到11.5MHz仍然在指标内。如果这时候相位还差我就把Cc加到2pFGBW降到9.8MHz刚好卡在10MHz附近但PM能到68度。这个迭代过程很像调仪器一次只动一个参数动完看趋势而不是一次性把很多变量一起改。一起改的后果是你根本不知道是哪个参数把指标救回来的下次换个指标又抓瞎。4.3 常见问题速查表下面这张表整理了我这些年调试两级运放时遇到的高频问题按“症状-原因-对策”给出可以直接抄作业。症状可能原因调试手段相位裕度不足40°Cc太小、次主极点太低、Rz没生效加大Cc减小gm6降第二级电流/尺寸把Rz调到1/gm6的1.1~1.3倍GBW达不到指标gm1不足、Cc偏大加大尾电流或输入管W/L减小Cc并重新验PM输出摆幅不够第二级过驱动设太大、输出直流没居中减小Vov6/Vov7调整第一级输出DC电平重新分配两级电流增益上不去管子不在饱和区、ro太小检查DC工作点增大沟道长度L减小过驱动失调电压偏大输入对管面积小、版图不对称输入管W/L整体翻倍版图做共质心匹配功耗超标电流镜比例不对、第二级电流过大掐尾电流M5和第二级M7的尺寸复核基准电流5. 版图与实测匹配、寄生与稳定性5.1 电流镜与差分对的匹配布局原理图仿真过了流片前的版图才是真正出问题的地方。5T-OTA的第一级是全电路最敏感的节点输入差分对和电流镜负载的匹配直接决定失调电压和共模抑制比。输入对管M1/M2必须做交叉共质心布局两个管子各分成偶数个finger交叉放置周围加一圈dummy管保持刻蚀环境一致。差分输入走线要等长两边的寄生电容尽可能对称。这一条做不到前面算的失调指标会直接报废。电流镜M3/M4同样是匹配大户。它们的尺寸一样按finger并排居中放四周加dummy最好再用guard ring圈起来减少衬底噪声的干扰。M5尾电流源和M7第二级负载属于不同比例的电流镜不需要跟基准管紧贴但沟道长度必须和基准管一致否则有限输出电阻造成的电流误差会很大。5.2 补偿电容、调零电阻与电源完整性Cc和Rz的位置经常被新手忽略。米勒电容一端的信号是第一级高阻抗输出节点这里的寄生电容哪怕只有几十fF都会跟Cc并联改变零极点位置。所以Cc要尽量靠近M6的栅极MIM电容的下极板接第一级输出、上极板接输出端减少走线寄生。Rz的位置比Cc更阴险。我吃过一次亏Rz在版图上离Cc比较远中间走了一段长金属线实测相位裕度比仿真低了将近15度。后来一查长走线带来的串联寄生电阻和寄生电感改变了零点频率等于Rz根本没起到应有的作用。把Rz紧贴着Cc放金属走线加宽问题才解决。电源完整性在两级结构里也要专门处理。第二级CS是电流变化的源头输出大摆幅时会在电源线上打电流纹波这个纹波一旦通过电源线耦合回第一级的高阻节点就是一场振荡灾难。前级的电源脚和输出级电源脚分开走中间加RC去耦地线用星形连接能省掉很多莫名其妙的稳定性问题。衬底噪声同理。第一级差分对周围做双guard ring第二级大电流管子离第一级远一点必要的话给第一级单独加一坨N阱隔离。这些都是流片前多花半小时、流片后少加三周班的好习惯。另一个容易翻车的地方是第二级输出节点的寄生电容。CL在原理图仿真里是理想电容但实际版图里还有pad电容、ESD保护管结电容、走线电容这些都会并到CL上把次主极点拉低。我一般会在前仿真阶段就预留30%到50%的CL裕量宁可GBW稍微让一点也别等流片回来发现PM不够。按这套流程做下来5T-OTA加CS的两级运放基本不会出大问题。增益、GBW、摆幅、功耗四个核心指标在设计初期就能用手算估到八九不离十剩下的就是仿真和版图阶段的细节打磨。最后再说个我个人习惯做这种经典结构时每改一版参数我都会先手算一遍再和仿真结果对照。手算结果和仿真差太多说明某个假设出了偏差这时候停下来查比继续调参数更值。毕竟模拟电路这行慢就是快算清楚比调得快重要多了。
