简介面向需要为运放等器件提供稳定双电源的硬件工程师这份基于TPS54160的24V转正负15V双输出电源设计资源提供了从原理图、PCB到封装库的完整Altium Designer设计方案。压缩包共9个文件涵盖SchDoc原理图、PcbDoc PCB、PcbLib封装库、PDF数据手册、PCB预览文件和技术探讨文本整体仅4.7MB结构紧凑便于直接参考。资源已有2249人浏览学习是双电源设计领域较有代表性的参考案例。设计内容具体展示了同步降压转换器的外围电路搭建、关键器件选型、PCB布线中的关键信号路径与铜箔宽度处理以及电源和地线布局以减少干扰配套封装库可直接用于AD16.1排版适合电源设计入门及运放供电模块的快速搭建与复用。 上周接了个工控板的供电需求板子上的运放和模拟前端需要±15V双电源输入只有一路24V直流。手上没有合适的DC-DC模块也不想为这么小的功率去绕变压器于是翻出很久没用的TPS54160决定自己把正负15V电源做出来。TPS54160这个型号在工业电源里不算冷门60V输入耐压、1.5A输出、内置高侧MOSFET做24V转正负15V双输出刚刚好。这篇文章就把我从方案选型、拓扑计算、AD原理图绘制到PCB布局出Gerber的完整过程写出来给同样想用一颗降压芯片做出双电源的同行做个参考。1. 为什么是TPS54160方案选型背后的一笔账1.1 双输出电源的需求拆解接到需求先别急着画图把账算清楚。板载运放、仪表放大器、模拟开关这类器件对电源的要求是正负两路压差对称、纹波不能太大、负载电流一般在0.2A到0.5A这个量级。我这次的项目要求正负15V各能输出1A左右这个电流其实已经不算小了。先看几个常规路子买成品DC-DC模块省事但好的正负电源模块不便宜体积也大而且输入输出参数未必刚好匹配。变压器方案反激绕双副边能出正负压但自己绕变压器对多数人来说既麻烦又不好控制漏感小批量不划算。降压芯片方案用一颗降压芯片做正压再用一颗同样的芯片做负压也就是inverting buck-boost结构两颗料同一个封装、同一个外围设计思路BOM统一最灵活。我最后选了TPS54160。为啥这颗片子最大输出1.5A降压模式做15V时余量不错输入电压范围3.5V到60V24V输入下面还有很大的降额空间遇到工业现场输入电压尖峰也不至于打坏芯片。更重要的是它的地引脚、SW引脚、反馈引脚踩坑的容忍度还行比较适合自己在AD里折腾。1.2 一片做正压一片做负压正压那路好理解就是标准Buck降压24V降到15V。负压那路用同样的TPS54160做inverting buck-boost把输出做成负的。这样两路共用一个输入电源互不干扰只要PCB布局处理好两路的开关频率保持一致还能减少相互串扰。有人会问为什么不用单芯片反激一个变压器同时出±15V如果负载很小几百毫安以下当然可以但1A负载下反激变压器的峰值电流和损耗都不太好控制而且变压器绕制的工艺一致性、安规距离这些都是量产时要背的包袱。两片TPS54160做出来的正负电源虽然成本比反激方案高一点但可靠性、可调性、可复制性都更好。我个人的原则是能不用磁性元件做耦合就不用磁的东西一旦绕不好调试时间成倍往上翻。2. 两种拓扑的计算Buck与Inverting Buck-Boost的每一步2.1 正压Buck的占空比与电感计算先算正压这一路。TPS54160内部高侧MOSFET的导通占空比在连续导通模式下约等于Vout/Vin输入24V、输出15V占空比D大概0.625。这个值在芯片最大占空比限制之内不需要担心。电感的取值直接决定纹波电流大小。我按纹波系数r0.3来算最大负载1.5A对应纹波电流ΔIL约0.45A开关频率选700kHz。电感量用降压拓扑的公式L (Vin - Vout) × D / (fsw × ΔIL)代入24V输入、15V输出D≈0.625fsw取700kHzΔIL取0.45A算出来约17.8µH。实际取标称值22µH饱和电流要大于1.8A。市面上一颗22µH/3A的功率电感不难找XAL系列或者一体成型电感都行。续流二极管选型也别偷懒。Buck续流二极管承受的反向电压约等于输入电压24V但为了应对开关节点振铃我直接按60V耐压的肖特基来选比如SS26或者SS36。电流方面二极管的平均电流是(1-D)×Iout算下来大约0.56A2A的器件足够3A的型号余量更大BOM统一的话正负两路都用SS36也没问题。输出电容方面陶瓷电容ESR低适合放在输出端吸收高频纹波。用两个10µF/25V的X7R陶瓷电容并联理论纹波电压只有几毫伏再叠加ESR引起的纹波也在可接受范围内。这里有一点要注意陶瓷电容在DC偏压下容值会缩减所以取容值时留点余量不要算得刚刚好。2.2 负压Inverting Buck-Boost的占空比与电感计算负压那一路是很多人容易搞混的地方。Inverting buck-boost的输出电压绝对值可以大于输入也可以小于输入占空比公式是D |Vout| / (Vin |Vout|)输入24V、输出-15V时D≈0.385。这个拓扑里电感的平均电流不是Iout而是Iout/(1-D)因为只有当开关管关断时电感才向输出供能。按最大1.5A负载算电感平均电流约为2.44A峰值电流还要再加一半纹波大约2.6A以上。所以负压的电感不能照抄正压那一个额定饱和电流建议选3A以上的33µH电感。电感量同样按纹波系数0.3计算L Vin × D / (fsw × ΔIL)代入24V、0.385、700kHz、0.45A算出来约29.3µH取标称33µH。这里我特意把电感取大了一些因为负压拓扑的电流路径比Buck更长环路寄生电感更敏感电感取大一点能改善负载调整率。代价是瞬态响应稍微慢一点但给模拟供电完全够用。2.3 负压拓扑里最容易搞错的反馈电阻负压电路最关键也是最容易翻车的地方是反馈电阻的参考点。在标准Buck里芯片GND接系统GNDFB引脚通过分压电阻检测输出电压FB参考地就是芯片地。但在inverting buck-boost中芯片的GND引脚实际上接的是负压输出端也就是-15V这一轨而不是系统0V。这就带来一个实际问题FB分压电阻的上端不能像正压那样接输出正而是要接系统GND0V下端接-15V输出中间抽头接FB。从芯片的角度看FB引脚相对芯片GND-15V为0.8V也就是FB的绝对电位大约在-14.2V。用这个反推分压电阻比值R1接0VR2接-15V要求分压后FB落在-14.2V。算下来R1和R2的比值约为17.75:1取R210kΩR1178kΩ1%精度。有趣的是正压那一路的反馈电阻算出来也是R1177.5kΩ上下取178kΩ/10kΩ两路BOM正好统一。反馈电阻的精度直接影响输出电压精度。±15V给运放供电正负对称性如果差太多后级共模抑制比再高也救不回来。所以我全部选了1%的贴片电阻有条件的话用0.1%的更好。温漂也要注意至少选100ppm/°C以内的否则温度一变正负压差就漂。3. AD原理图落地从手册到工程文件的转化3.1 芯片库与封装准备的常见路径原理图用Altium Designer画第一步是确保有正确的芯片封装。TPS54160是MSOP-10封装底部带PowerPAD散热焊盘。AD里如果用了第三方封装库一定要检查PowerPAD的焊盘尺寸和布局很多封装库把PowerPAD画得偏小焊接时散热不好重载时芯片容易过热。我在项目里的做法是先用TI官网Webench工具生成一份参考电路它会给出完整的外围BOM和推荐参数然后对照数据手册逐项核对再在AD里重建原理图符号和封装。Webench导出的AD工程虽然能用但层名、网络名、封装命名风格经常跟自己的规范不一致后期维护反而麻烦。自己建库花不了多少时间却能避免后续一堆坑特别是引脚编号和引脚名称这些细节。3.2 外围电路设计的几个关键引脚TPS54160的外围不算复杂但有几个引脚必须按手册要求处理否则电路能通稳定性却很差。EN引脚用来设置输入欠压关断点。手册里EN内部有1.2V阈值通过两个电阻分压可以设定启动电压。我按输入电压低于8V就关断来设计取上分压电阻200kΩ、下分压电阻100kΩ左右24V供电时EN远高于阈值正常工作。这个功能在输入电压跌落时很管用能防止输出掉到不可控状态。RT/CLK引脚用来设定开关频率。我按700kHz设计的电感RT/CLK引脚对地接一个按手册表格选择的电阻。实际调试时如果想降低开关频率来减小开关损耗改这个电阻就行。COMP引脚电流模式控制的补偿端需要外接RC网络。补偿参数我是从Webench生成的BOM里直接借鉴的再根据实际负载稍作调整。电源补偿这玩意经验成分很大新手不建议一上来就自己推零点极点先抄参考电路跑通再慢慢改。BOOT引脚自举电容接在BOOT和SW之间选100nF/16V或100nF/25V的陶瓷电容紧靠芯片放置。这个电容失效或漏电会导致高侧MOSFET驱动不足输出带载掉压事后排查很痛苦。3.3 网络标签与电源符号规范原理图绘制时网络标签名称要趁早规范化。我用的命名规则是输入电源用VIN_24V输出正压用15V输出负压用-15V系统地用GND负压那一块的地用VEE_REF或者其他和GND明显区分的名字。因为在AD里同名网络会被当成同一网络连接如果把负压电路的“地”也标成GND整个电路就直接短接报废了。这个细节我在早期项目里栽过跟头。负压拓扑的芯片GND引脚在原理图上如果画成接到GND网络符号AD不会报错但打样回来一上电就冒烟。正确做法是负压部分的芯片GND引脚、反馈电阻下端、补偿网络的地都统一接到-15V网络而不是GND。原理图阶段就要用不同网络名把这个区别刻在脑子里后面PCB阶段才不会乱铺铜。4. 正负15V共存的PCB布局地平面和功率回路的博弈4.1 布局顺序先功率回路再信号引脚电源PCB布局有一句老话功率回路面积越小EMI越好。TPS54160这种内置开关管的降压芯片布局时第一优先是输入电容、芯片VIN/SW引脚、续流二极管、电感这个环形回路。输入电容要尽量靠近VIN引脚对地返回路径要短。正压Buck和负压Buck-Boost在布局上要分开规划。负压那一路的芯片GND引脚要单独接回-15V输出电容的负端不能直接打过孔到系统GND。我习惯的做法是先把正压路的功率环路布置在板子左侧负压路布置在右侧中间用系统GND铜皮和15V输出走线隔开避免两路开关噪声互相耦合。下图为布局的大致思路正压路从VIN_24V输入到15V输出负压路从同一个VIN_24V输入到-15V输出两路的输入电容都在公共电源入口处做π型滤波共用一组输入储能电容但每颗芯片VIN引脚旁各放一个0.1µF去耦电容。4.2 地平面的处理在AD里怎么分层和铺铜PCB层叠上我用了双层板顶层走信号和功率底层做整块地平面。负压那一块区域底层不做系统GND铺铜而是把芯片GND引脚、反馈电阻地、输出电容负端用铜皮连起来汇到-15V输出端的单点。在AD里铺铜时用“多边形填充”工具分别给顶层和底层拉铜皮。负压区域要单独设置铺铜网络比如负压地网络不要图省事直接铺GND。如果板的面积允许我还会在功率区域下面多打几个0.3mm过孔把散热引入底层大铜皮MSOP-10封装底部的PowerPAD散热主要靠这些过孔。有个细节值得说SW节点和电感下方的铜皮要处理谨慎。SW节点是高频开关节点如果电感和SW下方铺了大片地铜皮二者之间会形成寄生电容开关噪声通过寄生电容耦合到地EMI测试容易超标。所以SW节点、电感正下方我都不铺铜顶层只走必要的连接线让底层地平面保持完整。这就是AD里“多边形填充挖空”功能的一个典型用途对某个特定区域做禁止铺铜。4.3 布线规则间距、线宽和过孔布线规则在AD的PCB规则管理器中设置。我的做法是最小线宽普通信号线6mil电源线至少20mil考虑到1A负载30mil更稳妥。间距规则常规间距0.2mm但24V输入网络和GND之间单独加一条规则间距设到0.5mm以上。这一步可以用AD的Clearance规则实现在Where The First Object Matches里选InNet(VIN_24V)在Where The Second Object Matches里选InNet(GND)再填间距值。热搜里很多人问“AD中怎么设置一个网络和GND的间距”指的就是这个。过孔电源走线如果要换层至少放两个过孔并联降低过孔电阻和寄生电感。孔径0.4mm/焊盘0.8mm比较常规散热过孔可以更小一些。走线拐角我习惯用45度而不是90度。对电源线来说90度拐角倒不至于立刻出问题但会产生阻抗突变和额外的辐射点养成熟练的走线习惯能少很多事。信号线高度密集时等长线那是数字电路的事这块板子用不上。4.4 焊盘和封装处理把SMD焊盘改成通孔焊盘的场景实际layout中还会遇到一个操作有些器件的封装库用的是贴片焊盘但我想在调试时外接引线或插测试钩需要把焊盘修改为通孔焊盘。在AD里双击焊盘打开属性面板把Hole Size从0改成所需孔径顶部/底部层叠的焊盘尺寸同步调整就变成一个过孔焊盘。电源板的输出端和GND端我习惯各放一个通孔焊盘方便示波器探头接地和鳄鱼夹夹线别小看这个小改动调试时幸福感提升不少。5. 出图前的自检DRC、Gerber与打样清单5.1 DRC规则配置和常见报错PCB画完不等于能打样AD里必须跑一遍DRC。我在规则管理器里按优先级设置了间距、线宽、过孔到焊盘、未连接网络检查然后按快捷键运行Design Rule Check。常见的报错就那几类间距不足、未连接网络、丝印压焊盘、过孔落在焊盘上但没开窗。间距不足多半是电源线和信号线靠太近可以把电源网络间距规则单独放宽或者手动推一推线。未连接网络往往是原理图网络标签写错回原理图查一遍。丝印压焊盘如果影响到焊接调整丝印位号或换层。DRC报告里如果只有警告没有错误我会再人工过一遍确认PowerPAD散热焊盘有没有打过孔、负压地网络是否与系统GND完全隔离、输入输出电容的极性如果有电解电容是否正确。这些在DRC里不一定报出来但真出了问题就是冒烟级别的事故。5.2 用AD导出Gerber的规范操作Gerber文件是给PCB工厂的生产文件。AD里导出Gerber时注意几个点格式选RS-274X这是主流工厂都支持的格式。单位选毫米还是英寸要统一我习惯用毫米2:4精度两位整数、四位小数。层映射要确认Top Layer对应顶层铜Bottom Layer对应底层铜Top Overlay/Bottom Overlay选丝印层还有Keep-Out层和机械层。如果是四层板内层电源地也要勾上。钻孔文件单独导出格式选Excellon单位和Gerber保持一致。导出的文件放在单独文件夹里把.SVG或.PDF格式的装配图也导一份方便焊接时核对位号。出Gerber前我会在AD里用3D预览过一遍整个板子检查有没有元件悬空、封装方向是否一致、正负电源区域的丝印是否清晰。3D预览不能取代DRC但对抓明显低级错误非常有效特别适合在发给工厂的前一天晚上做。5.3 打样回来后的快速验证流程板子打样回来别急着焊满整个板子。我的习惯是先只焊正压那一路上电量15V正常后再焊负压那一路量-15V两路都正常才把所有运放、负载接上去。上电时用一个可调限流的直流电源电流设置为200mA避免短路时烧板子。负压那一路调试时因为芯片GND参考-15V轨示波器探头的地线不能随便夹在系统GND上测FB波形否则相当于把负压输出短路了一部分。测量负压时最好用差分探头或者把示波器探头的地线夹在负压输出端反过来测。这个细节手册上不会写但实际操作中特别容易犯。6. 实测中的噪声与稳定性经验板子调通后我用示波器看了两路的输出纹波。正压路大约10mV以内负压路纹波略大15mV左右对模拟供电来说都能接受。带载从0.2A跳到1A两路电压跌落都在50mV以内恢复也快TPS54160的环路补偿做得比较省心。有一个问题值得单独说一下轻载时TPS54160会进入Eco-mode省电模式开关频率大幅降低输出电压纹波会变大。如果后级是精密的模拟前端轻载纹波更不能接受那可以把RT/CLK频率设高一点或者在输出端再加一级LC滤波。我在这块板上加了一个简单的LC滤波1µH10µF给运放供电引脚单独去耦实测纹波进一步压到5mV以下。最后再分享一个经验电源板设计最怕的不是计算量大有偏差而是地线概念不清晰。正负电源拓扑里哪个地是系统GND、哪个地是负压轨必须在原理图阶段就分清楚到了PCB铺铜再纠正就晚了。我的建议是画原理图时给负压电路的GND单独起一个网络名比如VEE等电路调试稳定后再统一整理成正式原理图版本。多花十分钟起名能省后面一整天的排查功夫。本文还有配套的精品资源点击获取
简介面向需要为运放等器件提供稳定双电源的硬件工程师这份基于TPS54160的24V转正负15V双输出电源设计资源提供了从原理图、PCB到封装库的完整Altium Designer设计方案。压缩包共9个文件涵盖SchDoc原理图、PcbDoc PCB、PcbLib封装库、PDF数据手册、PCB预览文件和技术探讨文本整体仅4.7MB结构紧凑便于直接参考。资源已有2249人浏览学习是双电源设计领域较有代表性的参考案例。设计内容具体展示了同步降压转换器的外围电路搭建、关键器件选型、PCB布线中的关键信号路径与铜箔宽度处理以及电源和地线布局以减少干扰配套封装库可直接用于AD16.1排版适合电源设计入门及运放供电模块的快速搭建与复用。 上周接了个工控板的供电需求板子上的运放和模拟前端需要±15V双电源输入只有一路24V直流。手上没有合适的DC-DC模块也不想为这么小的功率去绕变压器于是翻出很久没用的TPS54160决定自己把正负15V电源做出来。TPS54160这个型号在工业电源里不算冷门60V输入耐压、1.5A输出、内置高侧MOSFET做24V转正负15V双输出刚刚好。这篇文章就把我从方案选型、拓扑计算、AD原理图绘制到PCB布局出Gerber的完整过程写出来给同样想用一颗降压芯片做出双电源的同行做个参考。1. 为什么是TPS54160方案选型背后的一笔账1.1 双输出电源的需求拆解接到需求先别急着画图把账算清楚。板载运放、仪表放大器、模拟开关这类器件对电源的要求是正负两路压差对称、纹波不能太大、负载电流一般在0.2A到0.5A这个量级。我这次的项目要求正负15V各能输出1A左右这个电流其实已经不算小了。先看几个常规路子买成品DC-DC模块省事但好的正负电源模块不便宜体积也大而且输入输出参数未必刚好匹配。变压器方案反激绕双副边能出正负压但自己绕变压器对多数人来说既麻烦又不好控制漏感小批量不划算。降压芯片方案用一颗降压芯片做正压再用一颗同样的芯片做负压也就是inverting buck-boost结构两颗料同一个封装、同一个外围设计思路BOM统一最灵活。我最后选了TPS54160。为啥这颗片子最大输出1.5A降压模式做15V时余量不错输入电压范围3.5V到60V24V输入下面还有很大的降额空间遇到工业现场输入电压尖峰也不至于打坏芯片。更重要的是它的地引脚、SW引脚、反馈引脚踩坑的容忍度还行比较适合自己在AD里折腾。1.2 一片做正压一片做负压正压那路好理解就是标准Buck降压24V降到15V。负压那路用同样的TPS54160做inverting buck-boost把输出做成负的。这样两路共用一个输入电源互不干扰只要PCB布局处理好两路的开关频率保持一致还能减少相互串扰。有人会问为什么不用单芯片反激一个变压器同时出±15V如果负载很小几百毫安以下当然可以但1A负载下反激变压器的峰值电流和损耗都不太好控制而且变压器绕制的工艺一致性、安规距离这些都是量产时要背的包袱。两片TPS54160做出来的正负电源虽然成本比反激方案高一点但可靠性、可调性、可复制性都更好。我个人的原则是能不用磁性元件做耦合就不用磁的东西一旦绕不好调试时间成倍往上翻。2. 两种拓扑的计算Buck与Inverting Buck-Boost的每一步2.1 正压Buck的占空比与电感计算先算正压这一路。TPS54160内部高侧MOSFET的导通占空比在连续导通模式下约等于Vout/Vin输入24V、输出15V占空比D大概0.625。这个值在芯片最大占空比限制之内不需要担心。电感的取值直接决定纹波电流大小。我按纹波系数r0.3来算最大负载1.5A对应纹波电流ΔIL约0.45A开关频率选700kHz。电感量用降压拓扑的公式L (Vin - Vout) × D / (fsw × ΔIL)代入24V输入、15V输出D≈0.625fsw取700kHzΔIL取0.45A算出来约17.8µH。实际取标称值22µH饱和电流要大于1.8A。市面上一颗22µH/3A的功率电感不难找XAL系列或者一体成型电感都行。续流二极管选型也别偷懒。Buck续流二极管承受的反向电压约等于输入电压24V但为了应对开关节点振铃我直接按60V耐压的肖特基来选比如SS26或者SS36。电流方面二极管的平均电流是(1-D)×Iout算下来大约0.56A2A的器件足够3A的型号余量更大BOM统一的话正负两路都用SS36也没问题。输出电容方面陶瓷电容ESR低适合放在输出端吸收高频纹波。用两个10µF/25V的X7R陶瓷电容并联理论纹波电压只有几毫伏再叠加ESR引起的纹波也在可接受范围内。这里有一点要注意陶瓷电容在DC偏压下容值会缩减所以取容值时留点余量不要算得刚刚好。2.2 负压Inverting Buck-Boost的占空比与电感计算负压那一路是很多人容易搞混的地方。Inverting buck-boost的输出电压绝对值可以大于输入也可以小于输入占空比公式是D |Vout| / (Vin |Vout|)输入24V、输出-15V时D≈0.385。这个拓扑里电感的平均电流不是Iout而是Iout/(1-D)因为只有当开关管关断时电感才向输出供能。按最大1.5A负载算电感平均电流约为2.44A峰值电流还要再加一半纹波大约2.6A以上。所以负压的电感不能照抄正压那一个额定饱和电流建议选3A以上的33µH电感。电感量同样按纹波系数0.3计算L Vin × D / (fsw × ΔIL)代入24V、0.385、700kHz、0.45A算出来约29.3µH取标称33µH。这里我特意把电感取大了一些因为负压拓扑的电流路径比Buck更长环路寄生电感更敏感电感取大一点能改善负载调整率。代价是瞬态响应稍微慢一点但给模拟供电完全够用。2.3 负压拓扑里最容易搞错的反馈电阻负压电路最关键也是最容易翻车的地方是反馈电阻的参考点。在标准Buck里芯片GND接系统GNDFB引脚通过分压电阻检测输出电压FB参考地就是芯片地。但在inverting buck-boost中芯片的GND引脚实际上接的是负压输出端也就是-15V这一轨而不是系统0V。这就带来一个实际问题FB分压电阻的上端不能像正压那样接输出正而是要接系统GND0V下端接-15V输出中间抽头接FB。从芯片的角度看FB引脚相对芯片GND-15V为0.8V也就是FB的绝对电位大约在-14.2V。用这个反推分压电阻比值R1接0VR2接-15V要求分压后FB落在-14.2V。算下来R1和R2的比值约为17.75:1取R210kΩR1178kΩ1%精度。有趣的是正压那一路的反馈电阻算出来也是R1177.5kΩ上下取178kΩ/10kΩ两路BOM正好统一。反馈电阻的精度直接影响输出电压精度。±15V给运放供电正负对称性如果差太多后级共模抑制比再高也救不回来。所以我全部选了1%的贴片电阻有条件的话用0.1%的更好。温漂也要注意至少选100ppm/°C以内的否则温度一变正负压差就漂。3. AD原理图落地从手册到工程文件的转化3.1 芯片库与封装准备的常见路径原理图用Altium Designer画第一步是确保有正确的芯片封装。TPS54160是MSOP-10封装底部带PowerPAD散热焊盘。AD里如果用了第三方封装库一定要检查PowerPAD的焊盘尺寸和布局很多封装库把PowerPAD画得偏小焊接时散热不好重载时芯片容易过热。我在项目里的做法是先用TI官网Webench工具生成一份参考电路它会给出完整的外围BOM和推荐参数然后对照数据手册逐项核对再在AD里重建原理图符号和封装。Webench导出的AD工程虽然能用但层名、网络名、封装命名风格经常跟自己的规范不一致后期维护反而麻烦。自己建库花不了多少时间却能避免后续一堆坑特别是引脚编号和引脚名称这些细节。3.2 外围电路设计的几个关键引脚TPS54160的外围不算复杂但有几个引脚必须按手册要求处理否则电路能通稳定性却很差。EN引脚用来设置输入欠压关断点。手册里EN内部有1.2V阈值通过两个电阻分压可以设定启动电压。我按输入电压低于8V就关断来设计取上分压电阻200kΩ、下分压电阻100kΩ左右24V供电时EN远高于阈值正常工作。这个功能在输入电压跌落时很管用能防止输出掉到不可控状态。RT/CLK引脚用来设定开关频率。我按700kHz设计的电感RT/CLK引脚对地接一个按手册表格选择的电阻。实际调试时如果想降低开关频率来减小开关损耗改这个电阻就行。COMP引脚电流模式控制的补偿端需要外接RC网络。补偿参数我是从Webench生成的BOM里直接借鉴的再根据实际负载稍作调整。电源补偿这玩意经验成分很大新手不建议一上来就自己推零点极点先抄参考电路跑通再慢慢改。BOOT引脚自举电容接在BOOT和SW之间选100nF/16V或100nF/25V的陶瓷电容紧靠芯片放置。这个电容失效或漏电会导致高侧MOSFET驱动不足输出带载掉压事后排查很痛苦。3.3 网络标签与电源符号规范原理图绘制时网络标签名称要趁早规范化。我用的命名规则是输入电源用VIN_24V输出正压用15V输出负压用-15V系统地用GND负压那一块的地用VEE_REF或者其他和GND明显区分的名字。因为在AD里同名网络会被当成同一网络连接如果把负压电路的“地”也标成GND整个电路就直接短接报废了。这个细节我在早期项目里栽过跟头。负压拓扑的芯片GND引脚在原理图上如果画成接到GND网络符号AD不会报错但打样回来一上电就冒烟。正确做法是负压部分的芯片GND引脚、反馈电阻下端、补偿网络的地都统一接到-15V网络而不是GND。原理图阶段就要用不同网络名把这个区别刻在脑子里后面PCB阶段才不会乱铺铜。4. 正负15V共存的PCB布局地平面和功率回路的博弈4.1 布局顺序先功率回路再信号引脚电源PCB布局有一句老话功率回路面积越小EMI越好。TPS54160这种内置开关管的降压芯片布局时第一优先是输入电容、芯片VIN/SW引脚、续流二极管、电感这个环形回路。输入电容要尽量靠近VIN引脚对地返回路径要短。正压Buck和负压Buck-Boost在布局上要分开规划。负压那一路的芯片GND引脚要单独接回-15V输出电容的负端不能直接打过孔到系统GND。我习惯的做法是先把正压路的功率环路布置在板子左侧负压路布置在右侧中间用系统GND铜皮和15V输出走线隔开避免两路开关噪声互相耦合。下图为布局的大致思路正压路从VIN_24V输入到15V输出负压路从同一个VIN_24V输入到-15V输出两路的输入电容都在公共电源入口处做π型滤波共用一组输入储能电容但每颗芯片VIN引脚旁各放一个0.1µF去耦电容。4.2 地平面的处理在AD里怎么分层和铺铜PCB层叠上我用了双层板顶层走信号和功率底层做整块地平面。负压那一块区域底层不做系统GND铺铜而是把芯片GND引脚、反馈电阻地、输出电容负端用铜皮连起来汇到-15V输出端的单点。在AD里铺铜时用“多边形填充”工具分别给顶层和底层拉铜皮。负压区域要单独设置铺铜网络比如负压地网络不要图省事直接铺GND。如果板的面积允许我还会在功率区域下面多打几个0.3mm过孔把散热引入底层大铜皮MSOP-10封装底部的PowerPAD散热主要靠这些过孔。有个细节值得说SW节点和电感下方的铜皮要处理谨慎。SW节点是高频开关节点如果电感和SW下方铺了大片地铜皮二者之间会形成寄生电容开关噪声通过寄生电容耦合到地EMI测试容易超标。所以SW节点、电感正下方我都不铺铜顶层只走必要的连接线让底层地平面保持完整。这就是AD里“多边形填充挖空”功能的一个典型用途对某个特定区域做禁止铺铜。4.3 布线规则间距、线宽和过孔布线规则在AD的PCB规则管理器中设置。我的做法是最小线宽普通信号线6mil电源线至少20mil考虑到1A负载30mil更稳妥。间距规则常规间距0.2mm但24V输入网络和GND之间单独加一条规则间距设到0.5mm以上。这一步可以用AD的Clearance规则实现在Where The First Object Matches里选InNet(VIN_24V)在Where The Second Object Matches里选InNet(GND)再填间距值。热搜里很多人问“AD中怎么设置一个网络和GND的间距”指的就是这个。过孔电源走线如果要换层至少放两个过孔并联降低过孔电阻和寄生电感。孔径0.4mm/焊盘0.8mm比较常规散热过孔可以更小一些。走线拐角我习惯用45度而不是90度。对电源线来说90度拐角倒不至于立刻出问题但会产生阻抗突变和额外的辐射点养成熟练的走线习惯能少很多事。信号线高度密集时等长线那是数字电路的事这块板子用不上。4.4 焊盘和封装处理把SMD焊盘改成通孔焊盘的场景实际layout中还会遇到一个操作有些器件的封装库用的是贴片焊盘但我想在调试时外接引线或插测试钩需要把焊盘修改为通孔焊盘。在AD里双击焊盘打开属性面板把Hole Size从0改成所需孔径顶部/底部层叠的焊盘尺寸同步调整就变成一个过孔焊盘。电源板的输出端和GND端我习惯各放一个通孔焊盘方便示波器探头接地和鳄鱼夹夹线别小看这个小改动调试时幸福感提升不少。5. 出图前的自检DRC、Gerber与打样清单5.1 DRC规则配置和常见报错PCB画完不等于能打样AD里必须跑一遍DRC。我在规则管理器里按优先级设置了间距、线宽、过孔到焊盘、未连接网络检查然后按快捷键运行Design Rule Check。常见的报错就那几类间距不足、未连接网络、丝印压焊盘、过孔落在焊盘上但没开窗。间距不足多半是电源线和信号线靠太近可以把电源网络间距规则单独放宽或者手动推一推线。未连接网络往往是原理图网络标签写错回原理图查一遍。丝印压焊盘如果影响到焊接调整丝印位号或换层。DRC报告里如果只有警告没有错误我会再人工过一遍确认PowerPAD散热焊盘有没有打过孔、负压地网络是否与系统GND完全隔离、输入输出电容的极性如果有电解电容是否正确。这些在DRC里不一定报出来但真出了问题就是冒烟级别的事故。5.2 用AD导出Gerber的规范操作Gerber文件是给PCB工厂的生产文件。AD里导出Gerber时注意几个点格式选RS-274X这是主流工厂都支持的格式。单位选毫米还是英寸要统一我习惯用毫米2:4精度两位整数、四位小数。层映射要确认Top Layer对应顶层铜Bottom Layer对应底层铜Top Overlay/Bottom Overlay选丝印层还有Keep-Out层和机械层。如果是四层板内层电源地也要勾上。钻孔文件单独导出格式选Excellon单位和Gerber保持一致。导出的文件放在单独文件夹里把.SVG或.PDF格式的装配图也导一份方便焊接时核对位号。出Gerber前我会在AD里用3D预览过一遍整个板子检查有没有元件悬空、封装方向是否一致、正负电源区域的丝印是否清晰。3D预览不能取代DRC但对抓明显低级错误非常有效特别适合在发给工厂的前一天晚上做。5.3 打样回来后的快速验证流程板子打样回来别急着焊满整个板子。我的习惯是先只焊正压那一路上电量15V正常后再焊负压那一路量-15V两路都正常才把所有运放、负载接上去。上电时用一个可调限流的直流电源电流设置为200mA避免短路时烧板子。负压那一路调试时因为芯片GND参考-15V轨示波器探头的地线不能随便夹在系统GND上测FB波形否则相当于把负压输出短路了一部分。测量负压时最好用差分探头或者把示波器探头的地线夹在负压输出端反过来测。这个细节手册上不会写但实际操作中特别容易犯。6. 实测中的噪声与稳定性经验板子调通后我用示波器看了两路的输出纹波。正压路大约10mV以内负压路纹波略大15mV左右对模拟供电来说都能接受。带载从0.2A跳到1A两路电压跌落都在50mV以内恢复也快TPS54160的环路补偿做得比较省心。有一个问题值得单独说一下轻载时TPS54160会进入Eco-mode省电模式开关频率大幅降低输出电压纹波会变大。如果后级是精密的模拟前端轻载纹波更不能接受那可以把RT/CLK频率设高一点或者在输出端再加一级LC滤波。我在这块板上加了一个简单的LC滤波1µH10µF给运放供电引脚单独去耦实测纹波进一步压到5mV以下。最后再分享一个经验电源板设计最怕的不是计算量大有偏差而是地线概念不清晰。正负电源拓扑里哪个地是系统GND、哪个地是负压轨必须在原理图阶段就分清楚到了PCB铺铜再纠正就晚了。我的建议是画原理图时给负压电路的GND单独起一个网络名比如VEE等电路调试稳定后再统一整理成正式原理图版本。多花十分钟起名能省后面一整天的排查功夫。本文还有配套的精品资源点击获取
